【正文】 失配情況。 32 其它參數(shù)與 S 參數(shù)的關(guān)系 圖 B1 中，端口 1 的輸入阻抗為： ininiririiririin ZIIVVIVIIVVIVZ???????????? 11110111111111111 () 由此可知： 00ZZ ZZininin ???? () 由上兩個(gè)式子可知，同一個(gè)端口的反射系數(shù)和輸入阻抗可以相互表示。 iir VSVSV 2121111 ?? () iir VSVSV 2222212 ?? () S 參數(shù)的求解表達(dá)式： 011112 ??iVirVVS () 022221 ??iVirVVS () 021121 ??iVirVVS () 012212 ??iVirVVS () 31 反射系數(shù)與 S 參數(shù)的關(guān)系 [ S ]( Z )V sZ sZ ls?in? out?L? 圖 B2 反射系數(shù)示意圖 s? 為源端的反射系數(shù)， in? 為輸入端的反射系數(shù)， out? 為輸出端的反射系數(shù)， L? 為負(fù)載的反射系數(shù)。在端口 1， iV1 為 入射電壓波， rV1 為反射電壓波。在系統(tǒng)輸入端加入一個(gè)有噪系統(tǒng)時(shí)，電路的輸入噪聲可以 等效為： ? ?BTTkN eaa llin ??, () 系統(tǒng)在輸出端的噪聲功率為： ? ? peapa llina llout GTTkGNN ????? , () 根據(jù)噪聲系數(shù)的定義，有： ? ?? ? ? ?inepeinipinioi TTGTTkPG BkTPSN RSN RF ?????? 1/ / () 又可以知道： ? ? ine TFT 1?? () 30 附錄 B S 參 數(shù)與反射系數(shù) 雙端口網(wǎng)絡(luò) S 參數(shù) S 參數(shù)是用來(lái)描述一個(gè)網(wǎng)絡(luò)特性的端口參數(shù)，射頻和微波電路中通常使用 S 參數(shù)來(lái)描述一個(gè)電路的特性。放大器的功率增益為 Gp，帶寬為 B，由放大器本身產(chǎn)生的輸出噪聲功 29 率為 N。對(duì)于任何一 個(gè)線性網(wǎng)絡(luò)，網(wǎng)絡(luò)中的噪聲是白噪聲，則可以用處于網(wǎng)絡(luò)輸入端、溫度為 Te 的電阻所產(chǎn)生的熱噪聲源來(lái)替代，從而把網(wǎng)絡(luò)看作是無(wú)噪網(wǎng)絡(luò)。 28 附錄 附錄 A 二端口網(wǎng)絡(luò)的噪聲理論補(bǔ)充 關(guān)于推導(dǎo)。 在本文的研究中只對(duì)射頻接受端低噪聲放大器進(jìn)行了噪聲和線性度的分析和實(shí)現(xiàn)。從最后的單端電路中可以看到，本文所使用的電路結(jié)構(gòu)在宏觀上沒(méi)有變化，但是在已經(jīng)應(yīng)用了 3 種設(shè)計(jì)理論。其中單端低噪聲放大器實(shí)現(xiàn)了低電壓、低功耗、低噪聲、高線性度的設(shè)計(jì)。第三，從線性度的表示方法中，又得出了提高線性度的設(shè)計(jì)方案。在本文中主要使用了三個(gè)設(shè)計(jì)理論。 本文能實(shí)現(xiàn)這么高的指標(biāo)參數(shù)，一方面通過(guò)了大量的噪聲理論研究推導(dǎo)得出的設(shè)計(jì)方法，和不斷地調(diào)節(jié)電路參數(shù)得到的；另一方面是由于設(shè)計(jì)條件的制約，本設(shè)計(jì)的低噪聲放大器不能經(jīng)過(guò)流片，電路的參數(shù)都是從仿真工具中得到的，這樣的仿真結(jié)果 會(huì)比實(shí)際的電路略高 。在電路的設(shè)計(jì)過(guò)程中將理論推導(dǎo)和實(shí)際應(yīng)用相結(jié)合，最終得到了一個(gè)低噪聲、高線性度的電路。 與其它電路的比較 表 33 各種電路的參數(shù)比較 參數(shù) 本文研究（單端） 文獻(xiàn) [6] 文獻(xiàn) [10] 文獻(xiàn) [11] 中心頻率 S11(dB) 13 S12(dB) 30 NA 26 S22(dB) 24 NA NA S2 Gain(dB) 14 NF(dB) IIP3(dBm) 工作電壓 (V) 1 3 功耗 (mW) （差分） 工藝技術(shù) 從表 33 可以發(fā)現(xiàn)，本文設(shè)計(jì)的電路，在噪聲、線性度、增益、匹配情況、電路功耗上都有優(yōu)勢(shì)。 電路級(jí)仿真和后模擬仿真總結(jié) 表 32 電路仿真與 后模擬的仿真結(jié)果比較 參數(shù) 電路級(jí)仿真 后模擬仿真 S11(dB) S12(dB) S22(dB) 24 S2 Gain(dB) 14 NF(dB) Fmin(dB) 1dB(dBm) IIP3(dBm) 從表 32 的結(jié)果比較可以得到一個(gè)更符合現(xiàn)實(shí)的仿真結(jié)果。 圖 319 后模擬仿真電路圖 24 圖 320 后模擬 S 參數(shù)結(jié)果圖 比較圖 320 和圖 313，可以看出電路級(jí)仿真和后模擬的仿真結(jié)果有所區(qū)別，但是相差不大。版圖面積約為400um*500um。 圖 317 單端電路的版圖截圖 從圖 317 可以看到，電感占據(jù)了整個(gè)芯片的大部分面積。版圖的設(shè)計(jì)必須滿足工藝庫(kù)的設(shè)計(jì)規(guī)則要求，需要進(jìn)行 DRC，即設(shè)計(jì)規(guī)則檢查。 。最后選定的電路的噪聲和增益都比 550mV 偏置電壓下的電路好。 338mV） 從圖 315 和圖 316 可以看到，電路的 1dB 壓縮點(diǎn)達(dá)到了 ，比普通的應(yīng)用技術(shù) 20dBm高約 7dBm。從電路的噪聲曲線可以知道，在本文研究的 頻率點(diǎn)處，電路的噪聲達(dá)到最低，噪聲達(dá)到最低的頻率點(diǎn)又是輸入匹配到最好的點(diǎn)，這就說(shuō)明了本文的電路結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了噪聲和輸入同時(shí)匹配的技術(shù)要求。低噪聲放大器的輸入輸出匹配情況、電路增益、電路隔離度都可以由 S 參數(shù)仿真得到。 表 31 550mV、 580mV、 600mV 的 電路仿真結(jié)果 參數(shù) 550mV 580mV 600mV S11(dB) S12(dB) S22(dB) S2 Gain(dB) NF(dB) Fmin(dB) 1dB(dBm) IIP3(dBm) 工作電壓 (V) 1 1 1 功耗 (mW) 單端電路的電路級(jí)仿真 通過(guò)上述的實(shí)驗(yàn)，可以知道，在本文使用來(lái)的技術(shù)中，增益和線性度成為了最主要的矛盾。 19 從圖 310 和圖 312 可以知道， NMOS 的偏置電壓在 550mV 到 600mV 的范圍內(nèi)，31aa 仍然保持在一個(gè)很高的值。 圖 311 是一個(gè)用于仿真 PMOS 最佳偏置電壓的仿真電路圖。圖 39 所示是一個(gè)用于仿真 NMOS 最佳偏置電壓的仿真電路圖，這個(gè)電路圖是圖 38 一部分，唯一不同的是在輸入端掃描了輸入偏置電壓，在輸出端進(jìn)行了頻率分析。但是從三階交調(diào)或者 1dB壓縮點(diǎn)的表達(dá)式，可以看到線性度和31aa 有關(guān)。而且在同一個(gè)系統(tǒng)電 路中使用雙電源，增加了電路的設(shè)計(jì)規(guī)模、設(shè)計(jì)難度，也增加了成本。該電路中使用了 1V 的電源電壓。使用 CSM025RF 工藝庫(kù)，其特征尺寸為 ，使用經(jīng)典共源共柵結(jié)構(gòu)是很難滿足低電壓設(shè)計(jì)的要求。該 電路的工作電壓為 ，消耗的功率為 。 15 圖 34 差分電路 S 參數(shù)仿真 圖 35 噪聲仿真結(jié)果圖 圖 36 1dB 壓縮 點(diǎn) 圖 37 三階交調(diào)點(diǎn) IIP3 16 圖 34 的 S11 達(dá)到 ，說(shuō)明電路具有很好的輸入匹配，而輸出匹配不是很理想，只有 。然后再調(diào)節(jié) Lg 以達(dá)到最佳匹配。 ?inv ?invM 1M 2M 3 M 41sL 2sL1gL 2gL 圖 32 共源級(jí)電路交叉結(jié)構(gòu)圖 設(shè) M M2 管的參數(shù)相同， M M4 管的參數(shù)相同； M M2 的跨導(dǎo)為 0mg ，M M4 的跨導(dǎo)為 1mg ； M M2 的柵源電容為 0gsC ， M M4 的柵源電容為 1gsC 。 差分 cascode 電路 差分電路的設(shè)計(jì) 在射頻集成電路的設(shè)計(jì)中，只能選擇額定參數(shù)的元器件，這為電路的設(shè)計(jì)帶來(lái)了很多不必要的麻煩。在射頻晶體管中，只能使用幾種規(guī)格的 MOS 管，不同的晶體管有不同的特性，都會(huì)影響到電路設(shè)計(jì)的噪聲特性。如果接收機(jī)所處的環(huán)境的信號(hào)強(qiáng)度在不同的時(shí)間或者不同的地點(diǎn)相差一個(gè)較大的量，則需要一個(gè)可控增益的低噪聲放大器。在這里必須提出一個(gè)很重要的概念，在射頻電路的設(shè)計(jì)中，低噪聲放大器（或者是其他前級(jí)電路）的電壓增益是不能太高的射頻放大器的增益一般在 10dB到 20dB之間。另外，混沌也用于擴(kuò)頻通信中，也是利用混沌的寬帶類噪聲特性和它的初值敏感性，可以產(chǎn)生大量的具有良好偽隨機(jī)性的混沌擴(kuò)頻序列來(lái)代替?zhèn)鹘y(tǒng)的 m 序列。混沌是由確定性系統(tǒng)產(chǎn)生的，也就是說(shuō)混沌系統(tǒng)是確定的系統(tǒng)，是一個(gè)真實(shí)的物理系統(tǒng)；其次，混沌的表現(xiàn)是貌似隨機(jī)，而不是真正的隨機(jī)，系統(tǒng)每一時(shí)刻狀態(tài)都受到前一時(shí)刻狀態(tài)的影響，是確定出現(xiàn)的，而不是像隨機(jī)系統(tǒng)那樣隨意出現(xiàn)，混沌系統(tǒng)的狀態(tài)是可以完全重現(xiàn)的，這和隨機(jī)系統(tǒng)不同。 (3)混沌具有標(biāo)度不變性，它是一種無(wú)周期的有序，在由分岔導(dǎo)致混沌的過(guò)程中，遵循費(fèi)根包姆常數(shù)系，這一常數(shù)是倍周期分岔走向混沌的普適性數(shù)值特征?；煦缥又械倪\(yùn)動(dòng)能在一定的范圍內(nèi)按其自身的規(guī)律遍歷每一條軌道，即不自我重復(fù)又不自我交叉。 這個(gè)定義明確了三件事，即混沌的不可預(yù)測(cè)性、不可分解性及存在約束不規(guī)則 運(yùn)動(dòng)的多種規(guī)則性。那么給定一個(gè)集合 N 和映射 f : N → N ，如果滿足以下條件，我們稱 f 在 N 上是混沌的： (1) f 對(duì)初始條件具有敏感依賴性。 李天巖與約克在“周期 3 意味著混沌” [11]一文中提出了混沌的一種數(shù)學(xué)定義，即LiYorke 定義，如下： 設(shè)連續(xù)的自映射： I → I ∈ R， I 是 R中的一個(gè)子空間，如果存在不可數(shù)的集合 S ∈ I ，滿足下列條件： (1) S 不包含周期點(diǎn)； (2) 任給 ， 則有 ? ? ? ?12lim s u p 0ppp f x f x?? ?? ? ? ? ?12lim in f 0ppp f x f x?? ?? 1 2 1 2,(x x S x x?? ） 7 (3)對(duì)任意 及 f 的任意周期點(diǎn) P∈ I ，有： ? ? ? ?1lim s u p 0ppp f x f q?? ?? 則稱 f 在 S 上是混沌的。射頻信號(hào)由功率放大器放大到所需要的功率值后，由天線發(fā)射出去。但發(fā)射機(jī)卻是無(wú)線通信系統(tǒng)中功耗最大的，因?yàn)楸仨毎研盘?hào)以一定的能量通過(guò)天線輻射出去。數(shù)字中頻結(jié)構(gòu)與上述結(jié)構(gòu)不同，輸出中頻信號(hào)直接由高速、高分辨率、低噪聲性能的模數(shù)變換器（ AnalogtoDigital Converter, ADC）采樣，采樣后由數(shù)字混頻器進(jìn)行 I/Q 解調(diào)、抽取、濾波，送往基帶處理部分 [4]。超外差式接收機(jī)盡管有比較好的接收性能，但需要片外濾波器以抑制鏡像頻率，增加了設(shè)備復(fù)雜性以及成本。 5 超寬帶收發(fā)機(jī)概述 無(wú)線通信利用大氣空間作為傳輸介質(zhì)來(lái)實(shí)現(xiàn)信息傳輸。國(guó)內(nèi)通信行業(yè)也對(duì) UWB 無(wú)線通信技術(shù)給予了極大的投入與關(guān)注。因此本文不對(duì)這類超寬帶系統(tǒng)作專門的討論，以后本文提到的超寬帶系統(tǒng)，如不作特別說(shuō)明，均指沖激無(wú)線電系統(tǒng)。由 IEEE 工作組主持召開的標(biāo)準(zhǔn)大討論會(huì)議上對(duì) UWB 技術(shù)進(jìn)行投票選舉其標(biāo)準(zhǔn)， MBOA 獲得 60%的支持， DSUWB 獲取 40%的支持，兩者都沒(méi)有達(dá)到成為標(biāo)準(zhǔn)必須達(dá)到 75%選票的要求。 20xx 年 2 4 月， FCC 通過(guò)了超寬帶在三個(gè)民用領(lǐng)域應(yīng)用的初步規(guī)范： 1)地質(zhì)勘探及可穿透障礙物的傳感器等 (Imaging System)； 2)汽車防沖撞傳感器等 (Vehicle RadarSystems)；3)家電設(shè)備及便攜終端 之間的無(wú)線數(shù)據(jù)通信等 (Communication andMeasurement Systems)。處理增益是 UWB 系統(tǒng)的一個(gè)重要特性，處理增益 G 也稱擴(kuò)頻增益 (SpreadingGain)，它定義為頻帶帶寬（擴(kuò)頻技術(shù)占用 的總帶寬）與傳輸數(shù)據(jù)所需要的最小帶寬之比 .對(duì)于 UWB 通信系統(tǒng)，它的處理增益可以表示為：處理增益 (dB)=10log(1/占空比 )+10log（脈沖重復(fù)速率 /信息傳輸速率）其中，占空比 (duty cycle)=脈沖持續(xù)時(shí)間 (dutation)/脈沖重復(fù)周期，脈沖重復(fù)速率的單位為脈沖 /秒 (pulses/s)，信息傳輸速率的單位為比特 /秒 (bit/s )，所以，脈沖重復(fù)速率 /信息傳輸速率的單位為脈沖 /比特 (pulse/bit)。 UWB 信號(hào)的頻帶極寬，一般在幾百 MHz 以上甚至?xí)撸萌绱藢挼念l帶，可以實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)的高速傳輸，這可由山農(nóng)公式給出解釋，山農(nóng)公式如下所示 ：2 0