【正文】 碼發(fā)生器框圖： Gold 碼是由 m 序列的優(yōu)選對(duì)移位模二加構(gòu)成， m1和 m2 為同長(zhǎng)度的兩個(gè)不同m 序列并為優(yōu)選對(duì)。 比較原信息序列，可以看出最終判決信號(hào)與原信號(hào)相同，但是有時(shí)會(huì)出現(xiàn)誤碼。 subplot(2,1,2) stem(S2)。 end end subplot(2,1,1) 47 stem(S1)。 end if k2=5 S2(n2)=0。 if k1=5 S1(n1)=0。n2=1。 end end for i=1:1:800 if ss2(i) ss2(i)=1。ss2(i)=yrej2(ij)。 46 對(duì)兩路信號(hào)分別采樣，判決 figure(9) for i=1:1:50 S1(i)=0。時(shí)域波形與解擴(kuò)碼 m2 相乘波形 39。 xlabel(39。t/s39。 title(39。 45 對(duì)濾波后信號(hào)分別用 m1 和 m2 進(jìn)行解擴(kuò) figure(8) subplot(2,1,1) j1=rectpulse(M1,1000)。 title(39。 plot(tm,yrel)。f/Hz39。碼分復(fù)用信號(hào)經(jīng)過凱薩爾窗函數(shù)低通濾波 39。)。)。 magre=abs(yre)。 xlabel(39。)。 plot(ts,re)。碼分復(fù)用擴(kuò)頻后經(jīng)信道調(diào)制加窄帶強(qiáng)干擾信號(hào)頻譜 39。 xlabel(39。 dz=ds.*magz。%單位沖激 for i=2:1:350000 zd(i)=0。 wdth=min((Wp1Wc1),(Wc2Wp2))。 Ap=1。 Wp1=2*2040/fd。 subplot(3,1,3) yba=fft(s_bpska,N)。 xlabel(39。%經(jīng)過 awgn 信號(hào)，信噪比 3dB plot(ts,s_bpsk,ts,s_bpska)。)。碼分復(fù)用擴(kuò)頻后調(diào)制信號(hào)頻譜 39。 fb=(1:N/2)*100000/N。 對(duì)比 walsh 碼進(jìn)行復(fù)用后的信號(hào)與無碼分多址系統(tǒng)的信號(hào)，可以看出，無碼分多址系統(tǒng)的信息碼只有兩個(gè)取值 1 和 1，但是復(fù)用后存在三個(gè)值 1,0,1，所以BPSK 調(diào)制信號(hào)存在為零的時(shí)刻。)。 s_bpsk=s_b.*cos(2*pi*fs*ts)。)。兩路信息相加 ,即進(jìn)行 walsh 碼復(fù)用 39。)。擴(kuò)頻后的待發(fā)送序列碼 239。t/s39。 title(39。x12(i)=12*y2(i)。M2(8*i)=m2(8)。M2(8*i2)=m2(6)。M2(8*i4)=m2(4)。M2(8*i6)=m2(2)。y2=rectpulse(x2,8)。 xlabel(39。 end end subplot(2,1,2) stem(t*,x2)。 x_rand=rand(1,N)。)。 end end t=0:N1。 x_rand=rand(1,N)。 如圖，改善的沃爾什碼 m1 與 m2 正交。)。 end stem(k1,m2)。改善的沃爾什碼 m139。 xlabel(39。) 。k39。 end k=1:1:m。 L(i)=Y1。 Y1=X1。X3=1。 clear all。 二進(jìn)制比特信息1 100Hz8 位改善 walsh 碼m1 2020Hz 載波 cos4000π t BPSK 調(diào)制信號(hào) 高斯白噪聲 恢復(fù)載波 cos4000π t 100Hz8 位改善 walsh 碼1 凱薩爾濾波器低通濾波 采樣、判決信息 1 100Hz 擴(kuò)頻序列 2040~2050Hz 窄帶強(qiáng)干擾 二進(jìn)制比特信息2 100Hz8 位改善 walsh 碼m2 100Hz8 位改善 walsh 碼m2 采樣、判決信息 2 36 產(chǎn)生改善的 walsh 碼 在本實(shí)驗(yàn)中，我采用了前面的 7 位 m 序列改善的沃爾什碼。當(dāng)窄帶干擾幅度為信號(hào)幅度的 500 倍時(shí)，誤碼率較大，不能忍受，但這種情況基本不會(huì)出現(xiàn)。擴(kuò)頻碼越長(zhǎng)，誤碼率越低，抗干擾能力 越強(qiáng)。 可以看出，擴(kuò)頻序列誤碼率與無擴(kuò)頻系統(tǒng)的理論誤碼率基本相同，說明在沒有窄帶干擾的情況下擴(kuò)頻與否對(duì)于誤碼率影響不大。可以看出，大多數(shù)時(shí)間信號(hào)吻合，在第 左后出現(xiàn)兩個(gè)誤碼。誤碼率仿真采用了SIMULIMK 自帶的 Error Rate Calculation 模塊，來對(duì)比發(fā)送與接收的碼流。 SIMULINK 是MATLAB 最重要的組件之一，它提 供一個(gè) 動(dòng)態(tài)系統(tǒng) 建模、仿真和綜合分析的集成環(huán)境。 比較功率譜。)。 plot(freb,prelnz(1:N/2)*2/N,freb,prelz(1:N/2)*2/N)。 能夠看出，由于窄帶干擾與擴(kuò)頻序列不相關(guān)，經(jīng)解擴(kuò)后頻譜幅度明顯降低，對(duì)信號(hào)無太大影響，信號(hào)的時(shí)域波形只是增加了幅度很小的干擾，對(duì)采樣判決沒有影響。)。 plot(freb,magzj(1:N/2)*2/N,freb,magnzj(1:N/2)*2/N)。 subplot(3,1,3) %分別畫出信號(hào)與干擾經(jīng)低通濾波后頻譜 yzj=fft(yrzlj,N)。 axis([0,4,])。 plot(ts(1:350000),yrnzlj+yrzlj)。 %對(duì)濾波后帶干擾信號(hào)進(jìn)行 ifft 變換 yrzl=real(ifft(magynzl,400000))。 title(39。 axis([0,200,0,])。從圖上可以看出，窄帶干擾非常強(qiáng)。 title(39。 26 ynz=fft(ynzz,N)。 %信號(hào)乘 以恢復(fù)載波 yz=fft(yzz,N)。)。)。 %magrelz=magrel。 ybz=fft(zd,N)*100000。 bd=fir1(Nd,[W1 W2])。 W1=(Wp1+Wc1)/2。 Wc1=2*2030/fd。之后，與恢復(fù)載波相乘。)。 end S(i)=(1S(i))/2。 if ss(ij)==0 ss(ij)=ss(ij+4)。 subplot(2,1,2) for i=1:1:350 %判決信號(hào)算法 if ss(i) ss(i)=1。 end stem(ss)。)。解擴(kuò)后信號(hào)功率譜 39。 prel=yj.*conj(yj)/N。xlabel(39。 axis([0,200,0,])。 可以清楚看出，解擴(kuò)前信號(hào)主瓣約為 100Hz，解擴(kuò)后恢復(fù)為 100/7Hz，與發(fā)送信息吻合。 axis([0,200,0,])。 title(39。解擴(kuò)前后信號(hào)頻偏對(duì)比 39。)。解擴(kuò)后信號(hào)頻譜 39。 magj=abs(yj)。 title(39。 xlabel(39。 如圖，經(jīng)過低通濾波器后，高頻分量基本消失，剩下的信號(hào)已經(jīng)能夠進(jìn)行采樣判決，時(shí)域波形與原信息基本吻合。)。 subplot(2,1,2) yrel=real(ifft(bs.*yre,400000))。)。 %對(duì)無擴(kuò)頻系統(tǒng)頻譜做 ifft 變換 tm=(1:N)/N*4。 xlabel(39。 title(39。Hz39。 title(39。%返回截止頻率為 wc 的 Nw 階的低通濾波器系數(shù)向量 bs=abs(freqz(b,1,400000,fsw))39。 Nw=ceil(()/(*(wcwp)/2))+1。ap=1。 可以看出，信號(hào)乘以 頻率為 2kHz 的恢復(fù)載波后，在基帶和 4kHz 處存在頻譜分量，則下一步需要對(duì)信號(hào)進(jìn)行低通濾波。 title(39。)。 plot(freb,magreb(1:N/2)*2/N)。同時(shí)，無擴(kuò)頻系統(tǒng)符號(hào)速率仍然是 100/7Hz 即 出現(xiàn)符號(hào)變化，擴(kuò)頻系統(tǒng) 100Hz 即 出現(xiàn)符號(hào)變化。 title(39。 axis([,])。擴(kuò)頻前接收信號(hào)乘以恢復(fù)載波 39。 xlabel(39。 下面，我將分別仿真解調(diào)解擴(kuò)后譯 碼輸出及加入窄帶強(qiáng)干擾后解調(diào)解擴(kuò)譯碼輸出的時(shí)域和頻譜。 由上圖可以清楚地對(duì)比經(jīng)高斯白噪聲信道前后的頻譜對(duì)比。)。 subplot(2,2,4) plot(fb,maga(1:N/2)*2/N)。)。 subplot(2,2,3) plot(fb,mag(1:N/2)*2/N)。)。 subplot(2,2,2) plot(fbb,magba(1:N/2)*2/N)。)。 subplot(2,2,1) plot(fbb,magb(1:N/2)*2/N)。至于頻譜變化，這張圖并不明顯，于是我在下一張圖繼續(xù)比較了加入高斯噪聲后的頻譜變化。 title(39。 axis([1700,2300,0,])。 subplot(2,2,4) yba=fft(s_bpska,N)。 axis([1700,2300,0,])。 plot(fbb,magba(1:N/2)*2/N)。)。擴(kuò)頻后經(jīng)加噪過信道后的信號(hào)與原信號(hào)時(shí)域波形對(duì)比 39。measured39。 title(39。 axis([0,])。 figure(5) subplot(2,2,1) s_bpskba=awgn(s_bpskb,3,39。)。擴(kuò)頻后調(diào)制信號(hào)頻譜 39。 fb=(1:N/2)*100000/N。Hz39。 title(39。 %無擴(kuò)頻信號(hào) BPSK 調(diào)制頻譜 magb=abs(ybb)。擴(kuò)頻前 bpsk 信號(hào)時(shí)域波形 39。s39。 subplot(2,1,1) s_bb=rectpulse(x,7000)。)。 %將沖激信號(hào)補(bǔ)成矩形信號(hào) s_bpsk=(12.*s_b).*cos(2*pi*fs*ts)。 9 對(duì)擴(kuò)頻前后信號(hào)進(jìn)行 BPSK 調(diào)制，觀察其時(shí)域波形 BPSK 調(diào)制采用 2kHz 信號(hào) cos(2*2020*t)作為載波 figure(3) subplot(2,1,2) fs=2020。 axis([0,350,0,1])。 end s(l)=0。k=k+1。k=k+1。 k=k+1。 subplot(2,1,2) l=1:7*N。 title(39。a=a+1。 N=50。)。 subplot(3,1,3) %求雙極性 m 序列自相關(guān)函數(shù) plot(b,a)。) axis([90,140,0,])。 %求雙極性 m 序列頻譜 fm=(1:2048)*200/2048。移位寄存器產(chǎn)生的雙極性 7 位 M 序列 39。 ylabel(39。 axis([0,7,1,1])。 L(i)=Y1。 Y1=X1。X3=1。 5 四、 matlab 設(shè)計(jì)流程圖 基本擴(kuò)頻系統(tǒng) 仿真流程圖100Hz 擴(kuò)頻序列 100/7Hz 二進(jìn)制比特信息 100Hz 7 位雙極性 m 序列 2020Hz 載波 cos4000π t BPSK 調(diào)制信號(hào) 高斯白噪聲 恢復(fù)載波 cos4000π t 100Hz 7 位雙極性 m 序列 凱薩爾濾波器低通濾波 采樣、判決 6 五、 matlab 程序及仿真結(jié)果圖 生成 m 序列及 m 序列性質(zhì) 實(shí)驗(yàn)產(chǎn)生 7 位 m 序列，頻率 100Hz，模擬線性反饋移位寄存器序列，原理圖如下： clear all。 。 3. 驗(yàn)證直擴(kuò)系統(tǒng)對(duì)窄帶干擾的抑制能力，在信道中加入一個(gè)窄帶強(qiáng)干