【正文】 MOD =小數(shù)部分的分母或系數(shù) 比如 : 在 MHz 的頻道是由以下大小的程序設(shè)計(jì)合成的 : INT = 37 FRAC = 2 支線結(jié)構(gòu) 以下部分描述三種不同的支線結(jié)構(gòu) ,用一分級(jí)的 N 合成器產(chǎn)生 ,并且 ,怎樣使得ADF4193 能最好的將程序設(shè)計(jì)減到最少 . 分級(jí)的支線 在 ADF4193 中的分級(jí)的分?jǐn)?shù)計(jì)算器 ,是一個(gè)具有一 MOD 系數(shù)的第三方程序Σ Δ調(diào)制器 (SDM),也就是說可編程序控制器可以是從 13 到 4095 之間的整數(shù)值的任何一種 . 如果高頻振動(dòng)已經(jīng)啟動(dòng) ,則 MOD 的最低限度容許值為 是那些允許由fPFD / MOD決議的一信道梯級(jí)用合成法合成的鎖相環(huán)輸出功率頻率 PFD參考頻率 (fPFD)的時(shí)鐘 . 26 隨著高頻振動(dòng)的關(guān)閉 ,從Σ Δ調(diào)制器產(chǎn)生的分層噪聲表現(xiàn)為小數(shù)的支線 .在支線之間的間隔為 fPFD / L,在數(shù)字Σ Δ調(diào)制器中 L 為重復(fù)的編碼序列的持續(xù)時(shí)間 .因?yàn)榈谌匠绦蛘{(diào)制器被用于 ADF4193 依靠于 MOD 的Φ值重復(fù)持續(xù)時(shí)間 ,如表７所示 . 表⒎ 小數(shù)帶有高頻振動(dòng)斷開的支線 隨著高頻振動(dòng)啟動(dòng) ,那重復(fù)持續(xù)時(shí)間將延至 221 的循環(huán)數(shù) .不管 MOD 的值為多少 ,獲得的量化誤差的光譜近似于寬帶噪聲 .這個(gè)能降低在鎖相環(huán)輸出功率帶內(nèi)的相位噪聲 ,差不多為 10 分貝 .所以 ,為了獲得最低的噪音 ,高頻振動(dòng)斷開是最好選擇 ,特別是當(dāng)末級(jí)的回路帶寬為足夠的低時(shí) ,即使為最低頻率小數(shù)的支線 ,也會(huì)使之衰減 .在大多數(shù)的應(yīng)用中 ,使用 ADF4193,能獲得較寬的環(huán)路帶寬范圍 . 整數(shù)邊界支線 另一個(gè)結(jié)構(gòu)為小數(shù)的支線產(chǎn)生 ,包括在 RF 射頻壓控振蕩器頻率和基準(zhǔn)頻率之間的交互作用 . 當(dāng)這個(gè)頻率不是與整數(shù)有關(guān)時(shí) (一個(gè) N 小數(shù)合成器的所有的小數(shù)點(diǎn) ), spur 邊帶能在一個(gè)偏移頻率的 VCO 壓控振 蕩器輸出能譜輸出功率頻譜見到 ,那些相當(dāng)于在一個(gè)基準(zhǔn)和壓控振蕩器頻率的整數(shù)倍數(shù)之間的差頻 . 這個(gè)支線由于環(huán)路濾波器使之衰減 ,并且更多的值得注意的是 :在那些接近于基準(zhǔn)頻率的整數(shù)倍數(shù)的信道上 ,環(huán)路帶寬之內(nèi)產(chǎn)生的差頻 ,從而為整數(shù)邊界支線的名稱 . ADF4193 的 8:1 環(huán)路帶寬開關(guān)比率 ,在大多數(shù)的應(yīng)用中 ,盡可能地使全部的支線的足夠地低電平衰減 . ADF4193 的可編程系數(shù)和 R 分頻器通常能同時(shí)防止整數(shù)邊界信道 .這個(gè)選擇是描述在后面部分。其次 ,必須初始化控制寄存器 .建議使用一個(gè) 14步驟的序列 ,如表 8 描述。相位能被校準(zhǔn)在用 360176。在這個(gè)事件發(fā)生的的參考周期由預(yù)編程斷開時(shí)間計(jì)數(shù)器的值決定 . 可能遵守從那鎖相塊圖形 10 和圖形 13,那些鎖定時(shí)間到終相被那當(dāng)帶寬被減少時(shí)的相位擺動(dòng)支配。 避免整數(shù)邊界信道 當(dāng)程序設(shè)計(jì)一個(gè)新的頻率 ,包括防止整數(shù)邊界支線寫寄存器 R1,有更多的選擇權(quán) .如果發(fā)現(xiàn)整數(shù)邊界支線也是高電平 .選擇權(quán)將整數(shù)邊界從那 期望信道由改編程序那讀出分頻器中選擇的一個(gè)不同的 PFD 頻率處移開。當(dāng)后跳到 26 MHz 建立信道時(shí) ,CP 校正位將再一次被確定 . 寄存器 r1 調(diào)整為整數(shù)邊界支線避免全部雙緩沖器和不能變成現(xiàn)行的在集成電路芯片上 ,直到下一個(gè)給寄存器 r 寫入所必需的。對(duì)于GSM,REFIN 信號(hào)可以是 13 MHz的任何一種整數(shù)倍數(shù)、主要條件是信號(hào)響應(yīng)速率最少 29 保證 350 V／ μs。一 40 kHz帶寬對(duì)滿足 GSM900接收單元合成器獨(dú)特地相位噪聲和支線必要條件在177。 因此對(duì)于 GSM900接收單元，一 26MHz PFD頻率選擇 MOD =130是必需的對(duì)于 200千赫等級(jí)。因此 13 MHz PFD和 MOD =65，哪個(gè)能夠避免 100 kHz的分支就是最好的選擇對(duì)于一發(fā)送合成器。如果需要花費(fèi) 10μs到鋸齒形下降這些電平 ,那么發(fā)送合成器鎖定最終頻率和相位在 30μs的最后 20μs的保護(hù)期間生效。 當(dāng) sw1／ sw2和 sw3計(jì)時(shí)器=35時(shí)，電流達(dá)到它的最終值在環(huán)路濾波器開關(guān)在 。要和接收單 30 元定時(shí) 值顯示一致，帶寬將減少 12μs，它允許相位干擾有充分的時(shí)間還原 .在接收單元有源器件的時(shí)間間隙在 30μs之前起動(dòng)。當(dāng)決定最佳壓控振蕩器 Kv時(shí)，最好是選擇２ V調(diào)諧交叉頻帶，以可利用的調(diào)諧范圍為中心。陶瓷 COG電容器是供這些應(yīng)用是好的選擇。例如產(chǎn)品的普及應(yīng)用部分見 ADF4193 產(chǎn)品頁。參見圖２時(shí)序圖和表 5所示寄存器地址目錄。微 控制器是以 SPI主控方式用 CPHA = I／ O 通路驅(qū)動(dòng) LE。 I / O 端口線路 ADuC812 上可能同時(shí)被鎖定 . ( MUXOUT設(shè)置被當(dāng)做鎖信號(hào)和查詢通路輸入端）。這就要求發(fā)射一整個(gè)的串行數(shù)據(jù)在中斷產(chǎn)生之前。印刷電路板墊片比那包裝成型段長(zhǎng)度長(zhǎng) mm 比包裝螺紋頂寬寬 mm。在那印刷電路板上、應(yīng)至少有 毫米的余隙在熱量墊片和內(nèi)緣墊片之間。 用戶應(yīng)將印刷電路板熱量墊片與 AGND連在一起。如果使用它們將應(yīng)并入熱量墊片在 mm 節(jié)距格子上。這保證了焊點(diǎn)的大小是最好的 . 集成 電路芯片的底部比例尺包裝有一主要散發(fā)熱量的墊片。最后操作開始自動(dòng)傳遞。 ADF4193需要一 24 位串行字來進(jìn)行寫入。這是附有三個(gè) 8 位字節(jié)的微控制器設(shè)計(jì)。 31 ADuC812 接口 圖 37 顯示了連接 ADF4193 和 ADuC812 的接口。 CLK、 DATA 和 LE 控制數(shù)據(jù)傳送。 10%容許誤差適用于電感線圈 L1。 100 mV，可利用的調(diào)諧范圍是 V。另外，PCS和 Rx合成器可緩和 800 kHz阻滯規(guī)格和允許寬的環(huán)路帶寬，它們能相對(duì)地作更快的調(diào)整。 如果快速相位調(diào)整是與 60 kHz帶寬調(diào)整要求一致，那么定時(shí)值可能減少很多但是不會(huì)小于６ μs在寬的帶寬模式需要實(shí)現(xiàn)頻率鎖定。這些導(dǎo)致 480 kHz鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)頻率鎖定 ,對(duì)一跳變交叉的帶寬 6μs。 預(yù)定標(biāo)器 ８／９ 預(yù)定標(biāo)器應(yīng)該選擇為該 PCS和 DCS頻帶，４／５預(yù)定標(biāo)器允許 N分頻器范圍低到保證 GSM900發(fā)送和接收單元頻帶和 26 MHz PFD頻率的 13 MHz一致。這是由 40 kHz環(huán)路濾波器衰減的 ,因此不涉及。要得到偏移量接收單元最低的分支標(biāo)準(zhǔn)在177。 推薦參數(shù)對(duì)于不同的 GSM／ PCS／ DCS合成器如表 9所示。因?yàn)?,它在程序編制那三寄存器時(shí) ,僅僅只需 s 電容 .r r1，和 r0 在 MHz 的串行接口時(shí)鐘頻率被典型地使用、這個(gè)程序設(shè)計(jì)還可以執(zhí)行在前保護(hù)期間用 LE 邊緣針對(duì)于在 R0 資料中的鎖存器 ,延遲直到使它的開關(guān)頻率合。用合成法合成替換物路線 ,這個(gè)信道將調(diào)整 R = 5,因?yàn)橐粋€(gè) MHz的 PFD基準(zhǔn)和 MOD = 104為 200 kHz步階 . MHz信道為此時(shí)的５ MHz,偏離最近期的整數(shù)倍數(shù)的 MHz 和５ MHz 差頻支線 ,更好地由回路使之衰減。相位擺動(dòng)的 28 振幅與通過被斷開的環(huán)路濾波器的電流有關(guān)。范圍 .大多數(shù)的頻率合成器的應(yīng)用壓控振蕩器 輸出功率的實(shí)際的相位偏移 ,和基準(zhǔn)未知數(shù)的基準(zhǔn)有關(guān) .在這樣的應(yīng)用中 ,相位調(diào)整做最佳化的能力通常 r2寄存器能夠代替 ,建立時(shí)間作為描述在下面部分的表述。 改變鎖相環(huán)的頻率和相位檢查表 一旦那 adf4193 已經(jīng)初始化 ,全部寫寄存器 R0,也就是說要求一個(gè)新的輸出功率頻率的程序 . N 分頻器被更新 ,使用 INT 值和 FRAC 在下一個(gè) PFD 圓上 ,遵循 LE 邊緣在 R0 字鎖存器 .然而 ,如后面本節(jié)所述 ,那建立時(shí)間和干擾合成器的性能能夠由變更 r1 和 r2 寄存器裝置按一信道支渠方式是最好的。然而 ,任何一種基準(zhǔn)聯(lián)通回路引起的一些旁路問題的結(jié)構(gòu)。 另外、可能記錄下斷開時(shí)間計(jì)數(shù)器間隔在接通 MUXOUT. 例如 ,如果 ICP 斷開時(shí)間計(jì)數(shù)器被編程 65（同一 26 MHz PFD），那么、接著寫 R0、一 10μs 脈沖寬度將接通 MUXOUT 管腳。 預(yù)置位 那預(yù)置位必須全部設(shè)置為 0 進(jìn)行正常操作。 多路傳 輸系統(tǒng)寄存器（ R6） 圖 35 C3, C2,和 C1 各自設(shè)置為 1, 1, 0,多路傳輸系統(tǒng)寄存器是工作的。 CP三態(tài) 當(dāng)這位是設(shè)置高電平時(shí)、充電泵輸出是三態(tài)的。 RFIN輸入端是 debiased。 斷電充電泵 調(diào)整 DB5 高電平觸發(fā)充電泵斷電及其后結(jié)果發(fā)生∶ 全部有效直流電路是消 除、差動(dòng)放大器除外。 斬波斷開時(shí)間計(jì)數(shù)器是 多余的但是應(yīng)設(shè)置為一特征值當(dāng)時(shí)間中斷當(dāng)鎖相環(huán)路處于寬的帶寬方式、例如等于 ICP 定時(shí)值的一半。開關(guān) SW3 閉合直到 SW3 計(jì)數(shù)器中斷。 計(jì)時(shí)器選擇 這個(gè)二地址位選擇斷開時(shí)間與設(shè)計(jì)相反。 預(yù)置位 預(yù)置位 DB15 到 DB6 應(yīng)設(shè)置十六進(jìn)制密碼 007，并且預(yù)置位 DB4 應(yīng)設(shè)置為 1。 22 CPO 地 當(dāng) CPO 地是低電平、充電泵輸出是內(nèi)部接地。如果希望保持輸出一樣相位偏移對(duì)于基準(zhǔn)而言、每次輸出的頻率是計(jì)劃的、那么在寫給 R0 的間隔必須是 MOD 參考周期的整數(shù)倍數(shù)。范圍內(nèi) . 記錄相位位是雙緩沖器。全部整數(shù)大小從 1 到 15 是允許的 .看工作例子一節(jié) . 12位插入器模量 對(duì)一給定的 PFD基準(zhǔn)頻率、分?jǐn)?shù)的模量設(shè)置信道等級(jí)分辯率在射頻輸出時(shí)?？蓞⒖荚O(shè)計(jì)部分以獲取更多的信息關(guān)于這個(gè)使用特征 . REF／２ 設(shè)置這一位為 1嵌入一除以２計(jì)數(shù)觸發(fā)器在 R 計(jì)數(shù)器和 PFD 間 ,它擴(kuò)展了 REFIN 輸入速率極限。 FRAC 大小從 0 到 MOD 1覆蓋了一頻帶等于 PFD 基 準(zhǔn)頻率的信道 . MOD／ R寄存器（ R1） 20 圖 30 這個(gè)寄存器用來設(shè)置 PFD 基準(zhǔn)頻率和頻道步長(zhǎng)、它由 PFD 頻率除以分?jǐn)?shù)的基本單位決定。 儲(chǔ)備位 DB23 是必須預(yù)置為 0。然而、如設(shè)計(jì)部分所描寫、程序寄存器裝置 R1 和 R2 在接通基本信道時(shí)是需要的。三 lsbs 是 db db1 和 db0、如圖２所示定時(shí)圖。 17 圖 多頻電路 輸入端移位寄存器 ADF4193 串行接口部分包括一 24 位輸入端移位寄存器。圖 35 顯示完全的真值表 .圖 27 顯示 MUXOUT 部分如圖示。外部環(huán)路帶寬由差動(dòng)放大器的噪音 FM 調(diào)整那壓控振蕩器。輸出電壓等于差動(dòng)電壓、由電壓接通 CMR 管腳按照以下公式所求得∶ VAOUT = (VAIN+ – VAIN–) + VCMR CMR 補(bǔ)償電壓內(nèi)部偏置對(duì)五分之三的 vp差動(dòng)放大器提供電壓、如圖形 26 所示 16 把一 CMR 引腳相連消除偏置電阻把產(chǎn)生的熱噪聲 . 由圖 15 可以看到，差動(dòng)放大器輸出電壓按照上述的公式在４ V左右從大約 V直到最小值 vp3 V。 充電泵電流在 mA 到 100μA之間改變 ,在環(huán)路帶寬方面以 8 到 1 的等量變化 . 環(huán)路濾波器必須是轉(zhuǎn)換為保護(hù)穩(wěn)定狀態(tài)當(dāng)它發(fā)生時(shí) .也就是 sw1 工作時(shí)、 sw2 和 sw3 關(guān)斷。對(duì)向下電流而言，外部 P溝道電源通過 cpout