【正文】 MOD =小數(shù)部分的分母或系數(shù) 比如 : 在 MHz 的頻道是由以下大小的程序設(shè)計合成的 : INT = 37 FRAC = 2 支線結(jié)構(gòu) 以下部分描述三種不同的支線結(jié)構(gòu) ,用一分級的 N 合成器產(chǎn)生 ,并且 ,怎樣使得ADF4193 能最好的將程序設(shè)計減到最少 . 分級的支線 在 ADF4193 中的分級的分?jǐn)?shù)計算器 ,是一個具有一 MOD 系數(shù)的第三方程序Σ Δ調(diào)制器 (SDM),也就是說可編程序控制器可以是從 13 到 4095 之間的整數(shù)值的任何一種 . 如果高頻振動已經(jīng)啟動 ,則 MOD 的最低限度容許值為 是那些允許由fPFD / MOD決議的一信道梯級用合成法合成的鎖相環(huán)輸出功率頻率 PFD參考頻率 (fPFD)的時鐘 . 26 隨著高頻振動的關(guān)閉 ,從Σ Δ調(diào)制器產(chǎn)生的分層噪聲表現(xiàn)為小數(shù)的支線 .在支線之間的間隔為 fPFD / L,在數(shù)字Σ Δ調(diào)制器中 L 為重復(fù)的編碼序列的持續(xù)時間 .因?yàn)榈谌匠绦蛘{(diào)制器被用于 ADF4193 依靠于 MOD 的Φ值重復(fù)持續(xù)時間 ,如表７所示 . 表⒎ 小數(shù)帶有高頻振動斷開的支線 隨著高頻振動啟動 ,那重復(fù)持續(xù)時間將延至 221 的循環(huán)數(shù) .不管 MOD 的值為多少 ,獲得的量化誤差的光譜近似于寬帶噪聲 .這個能降低在鎖相環(huán)輸出功率帶內(nèi)的相位噪聲 ,差不多為 10 分貝 .所以 ,為了獲得最低的噪音 ,高頻振動斷開是最好選擇 ,特別是當(dāng)末級的回路帶寬為足夠的低時 ,即使為最低頻率小數(shù)的支線 ,也會使之衰減 .在大多數(shù)的應(yīng)用中 ,使用 ADF4193,能獲得較寬的環(huán)路帶寬范圍 . 整數(shù)邊界支線 另一個結(jié)構(gòu)為小數(shù)的支線產(chǎn)生 ,包括在 RF 射頻壓控振蕩器頻率和基準(zhǔn)頻率之間的交互作用 . 當(dāng)這個頻率不是與整數(shù)有關(guān)時 (一個 N 小數(shù)合成器的所有的小數(shù)點(diǎn) ), spur 邊帶能在一個偏移頻率的 VCO 壓控振 蕩器輸出能譜輸出功率頻譜見到 ,那些相當(dāng)于在一個基準(zhǔn)和壓控振蕩器頻率的整數(shù)倍數(shù)之間的差頻 . 這個支線由于環(huán)路濾波器使之衰減 ,并且更多的值得注意的是 :在那些接近于基準(zhǔn)頻率的整數(shù)倍數(shù)的信道上 ,環(huán)路帶寬之內(nèi)產(chǎn)生的差頻 ,從而為整數(shù)邊界支線的名稱 . ADF4193 的 8:1 環(huán)路帶寬開關(guān)比率 ,在大多數(shù)的應(yīng)用中 ,盡可能地使全部的支線的足夠地低電平衰減 . ADF4193 的可編程系數(shù)和 R 分頻器通常能同時防止整數(shù)邊界信道 .這個選擇是描述在后面部分。其次 ,必須初始化控制寄存器 .建議使用一個 14步驟的序列 ,如表 8 描述。相位能被校準(zhǔn)在用 360176。在這個事件發(fā)生的的參考周期由預(yù)編程斷開時間計數(shù)器的值決定 . 可能遵守從那鎖相塊圖形 10 和圖形 13,那些鎖定時間到終相被那當(dāng)帶寬被減少時的相位擺動支配。 避免整數(shù)邊界信道 當(dāng)程序設(shè)計一個新的頻率 ,包括防止整數(shù)邊界支線寫寄存器 R1,有更多的選擇權(quán) .如果發(fā)現(xiàn)整數(shù)邊界支線也是高電平 .選擇權(quán)將整數(shù)邊界從那 期望信道由改編程序那讀出分頻器中選擇的一個不同的 PFD 頻率處移開。當(dāng)后跳到 26 MHz 建立信道時 ,CP 校正位將再一次被確定 . 寄存器 r1 調(diào)整為整數(shù)邊界支線避免全部雙緩沖器和不能變成現(xiàn)行的在集成電路芯片上 ,直到下一個給寄存器 r 寫入所必需的。對于GSM,REFIN 信號可以是 13 MHz的任何一種整數(shù)倍數(shù)、主要條件是信號響應(yīng)速率最少 29 保證 350 V／ μs。一 40 kHz帶寬對滿足 GSM900接收單元合成器獨(dú)特地相位噪聲和支線必要條件在177。 因此對于 GSM900接收單元，一 26MHz PFD頻率選擇 MOD =130是必需的對于 200千赫等級。因此 13 MHz PFD和 MOD =65，哪個能夠避免 100 kHz的分支就是最好的選擇對于一發(fā)送合成器。如果需要花費(fèi) 10μs到鋸齒形下降這些電平 ,那么發(fā)送合成器鎖定最終頻率和相位在 30μs的最后 20μs的保護(hù)期間生效。 當(dāng) sw1／ sw2和 sw3計時器=35時，電流達(dá)到它的最終值在環(huán)路濾波器開關(guān)在 。要和接收單 30 元定時 值顯示一致，帶寬將減少 12μs，它允許相位干擾有充分的時間還原 .在接收單元有源器件的時間間隙在 30μs之前起動。當(dāng)決定最佳壓控振蕩器 Kv時，最好是選擇２ V調(diào)諧交叉頻帶，以可利用的調(diào)諧范圍為中心。陶瓷 COG電容器是供這些應(yīng)用是好的選擇。例如產(chǎn)品的普及應(yīng)用部分見 ADF4193 產(chǎn)品頁。參見圖２時序圖和表 5所示寄存器地址目錄。微 控制器是以 SPI主控方式用 CPHA = I／ O 通路驅(qū)動 LE。 I / O 端口線路 ADuC812 上可能同時被鎖定 . ( MUXOUT設(shè)置被當(dāng)做鎖信號和查詢通路輸入端）。這就要求發(fā)射一整個的串行數(shù)據(jù)在中斷產(chǎn)生之前。印刷電路板墊片比那包裝成型段長度長 mm 比包裝螺紋頂寬寬 mm。在那印刷電路板上、應(yīng)至少有 毫米的余隙在熱量墊片和內(nèi)緣墊片之間。 用戶應(yīng)將印刷電路板熱量墊片與 AGND連在一起。如果使用它們將應(yīng)并入熱量墊片在 mm 節(jié)距格子上。這保證了焊點(diǎn)的大小是最好的 . 集成 電路芯片的底部比例尺包裝有一主要散發(fā)熱量的墊片。最后操作開始自動傳遞。 ADF4193需要一 24 位串行字來進(jìn)行寫入。這是附有三個 8 位字節(jié)的微控制器設(shè)計。 31 ADuC812 接口 圖 37 顯示了連接 ADF4193 和 ADuC812 的接口。 CLK、 DATA 和 LE 控制數(shù)據(jù)傳送。 10%容許誤差適用于電感線圈 L1。 100 mV，可利用的調(diào)諧范圍是 V。另外，PCS和 Rx合成器可緩和 800 kHz阻滯規(guī)格和允許寬的環(huán)路帶寬，它們能相對地作更快的調(diào)整。 如果快速相位調(diào)整是與 60 kHz帶寬調(diào)整要求一致，那么定時值可能減少很多但是不會小于６ μs在寬的帶寬模式需要實(shí)現(xiàn)頻率鎖定。這些導(dǎo)致 480 kHz鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)頻率鎖定 ,對一跳變交叉的帶寬 6μs。 預(yù)定標(biāo)器 ８／９ 預(yù)定標(biāo)器應(yīng)該選擇為該 PCS和 DCS頻帶，４／５預(yù)定標(biāo)器允許 N分頻器范圍低到保證 GSM900發(fā)送和接收單元頻帶和 26 MHz PFD頻率的 13 MHz一致。這是由 40 kHz環(huán)路濾波器衰減的 ,因此不涉及。要得到偏移量接收單元最低的分支標(biāo)準(zhǔn)在177。 推薦參數(shù)對于不同的 GSM／ PCS／ DCS合成器如表 9所示。因?yàn)?,它在程序編制那三寄存器時 ,僅僅只需 s 電容 .r r1，和 r0 在 MHz 的串行接口時鐘頻率被典型地使用、這個程序設(shè)計還可以執(zhí)行在前保護(hù)期間用 LE 邊緣針對于在 R0 資料中的鎖存器 ,延遲直到使它的開關(guān)頻率合。用合成法合成替換物路線 ,這個信道將調(diào)整 R = 5,因?yàn)橐粋€ MHz的 PFD基準(zhǔn)和 MOD = 104為 200 kHz步階 . MHz信道為此時的５ MHz,偏離最近期的整數(shù)倍數(shù)的 MHz 和５ MHz 差頻支線 ,更好地由回路使之衰減。相位擺動的 28 振幅與通過被斷開的環(huán)路濾波器的電流有關(guān)。范圍 .大多數(shù)的頻率合成器的應(yīng)用壓控振蕩器 輸出功率的實(shí)際的相位偏移 ,和基準(zhǔn)未知數(shù)的基準(zhǔn)有關(guān) .在這樣的應(yīng)用中 ,相位調(diào)整做最佳化的能力通常 r2寄存器能夠代替 ,建立時間作為描述在下面部分的表述。 改變鎖相環(huán)的頻率和相位檢查表 一旦那 adf4193 已經(jīng)初始化 ,全部寫寄存器 R0,也就是說要求一個新的輸出功率頻率的程序 . N 分頻器被更新 ,使用 INT 值和 FRAC 在下一個 PFD 圓上 ,遵循 LE 邊緣在 R0 字鎖存器 .然而 ,如后面本節(jié)所述 ,那建立時間和干擾合成器的性能能夠由變更 r1 和 r2 寄存器裝置按一信道支渠方式是最好的。然而 ,任何一種基準(zhǔn)聯(lián)通回路引起的一些旁路問題的結(jié)構(gòu)。 另外、可能記錄下斷開時間計數(shù)器間隔在接通 MUXOUT. 例如 ,如果 ICP 斷開時間計數(shù)器被編程 65（同一 26 MHz PFD），那么、接著寫 R0、一 10μs 脈沖寬度將接通 MUXOUT 管腳。 預(yù)置位 那預(yù)置位必須全部設(shè)置為 0 進(jìn)行正常操作。 多路傳 輸系統(tǒng)寄存器（ R6） 圖 35 C3, C2,和 C1 各自設(shè)置為 1, 1, 0,多路傳輸系統(tǒng)寄存器是工作的。 CP三態(tài) 當(dāng)這位是設(shè)置高電平時、充電泵輸出是三態(tài)的。 RFIN輸入端是 debiased。 斷電充電泵 調(diào)整 DB5 高電平觸發(fā)充電泵斷電及其后結(jié)果發(fā)生∶ 全部有效直流電路是消 除、差動放大器除外。 斬波斷開時間計數(shù)器是 多余的但是應(yīng)設(shè)置為一特征值當(dāng)時間中斷當(dāng)鎖相環(huán)路處于寬的帶寬方式、例如等于 ICP 定時值的一半。開關(guān) SW3 閉合直到 SW3 計數(shù)器中斷。 計時器選擇 這個二地址位選擇斷開時間與設(shè)計相反。 預(yù)置位 預(yù)置位 DB15 到 DB6 應(yīng)設(shè)置十六進(jìn)制密碼 007，并且預(yù)置位 DB4 應(yīng)設(shè)置為 1。 22 CPO 地 當(dāng) CPO 地是低電平、充電泵輸出是內(nèi)部接地。如果希望保持輸出一樣相位偏移對于基準(zhǔn)而言、每次輸出的頻率是計劃的、那么在寫給 R0 的間隔必須是 MOD 參考周期的整數(shù)倍數(shù)。范圍內(nèi) . 記錄相位位是雙緩沖器。全部整數(shù)大小從 1 到 15 是允許的 .看工作例子一節(jié) . 12位插入器模量 對一給定的 PFD基準(zhǔn)頻率、分?jǐn)?shù)的模量設(shè)置信道等級分辯率在射頻輸出時?？蓞⒖荚O(shè)計部分以獲取更多的信息關(guān)于這個使用特征 . REF／２ 設(shè)置這一位為 1嵌入一除以２計數(shù)觸發(fā)器在 R 計數(shù)器和 PFD 間 ,它擴(kuò)展了 REFIN 輸入速率極限。 FRAC 大小從 0 到 MOD 1覆蓋了一頻帶等于 PFD 基 準(zhǔn)頻率的信道 . MOD／ R寄存器（ R1） 20 圖 30 這個寄存器用來設(shè)置 PFD 基準(zhǔn)頻率和頻道步長、它由 PFD 頻率除以分?jǐn)?shù)的基本單位決定。 儲備位 DB23 是必須預(yù)置為 0。然而、如設(shè)計部分所描寫、程序寄存器裝置 R1 和 R2 在接通基本信道時是需要的。三 lsbs 是 db db1 和 db0、如圖２所示定時圖。 17 圖 多頻電路 輸入端移位寄存器 ADF4193 串行接口部分包括一 24 位輸入端移位寄存器。圖 35 顯示完全的真值表 .圖 27 顯示 MUXOUT 部分如圖示。外部環(huán)路帶寬由差動放大器的噪音 FM 調(diào)整那壓控振蕩器。輸出電壓等于差動電壓、由電壓接通 CMR 管腳按照以下公式所求得∶ VAOUT = (VAIN+ – VAIN–) + VCMR CMR 補(bǔ)償電壓內(nèi)部偏置對五分之三的 vp差動放大器提供電壓、如圖形 26 所示 16 把一 CMR 引腳相連消除偏置電阻把產(chǎn)生的熱噪聲 . 由圖 15 可以看到，差動放大器輸出電壓按照上述的公式在４ V左右從大約 V直到最小值 vp3 V。 充電泵電流在 mA 到 100μA之間改變 ,在環(huán)路帶寬方面以 8 到 1 的等量變化 . 環(huán)路濾波器必須是轉(zhuǎn)換為保護(hù)穩(wěn)定狀態(tài)當(dāng)它發(fā)生時 .也就是 sw1 工作時、 sw2 和 sw3 關(guān)斷。對向下電流而言，外部 P溝道電源通過 cpout