【正文】 ／２、 CP 校正和倍頻器啟動位是雙緩沖器。這個設置是雙緩沖器由 R0 寫入。信息是記錄 MSB 狀態(tài)在接通 CLK 上升沿時。無源濾波器網絡繼差動放大器之后、應用電路如圖36 所示、抑制低于壓控振蕩器噪音的噪聲成分從偏移量的 400 千赫并向上。應用電路如圖 36所示 ,電路可用于重新設置環(huán)路濾波器時間常數。 圖 N分頻器 INT, FRAC 和 MOD 的關系 INT, FRAC 和 MOD 引腳的 作用在于程序設計通過串行接口 ,使射頻輸出端頻率的產生成為可能 ,簡而言之就是 PFD 的基準頻率的間隔被分開。差動充電泵和環(huán)路濾波器集成電路布局技術被用來保證快速擊 發(fā)間隙是因為擴展環(huán)路帶寬 ,從而保持在什么時候回路可以被恢復到窄頻帶寬度模式而進行正常操作。 C/W 回流焊接 最高溫度 260176。C到 +85176。 fstep = 200 kHz。 C到 +85176。另外，４位基準（ R）計數器和芯片內倍頻器允許基準信號（ REFIN）頻 率在 PFD的輸入。它由一低 2 噪聲、數字相頻檢波器（ PFD）和一精密充電泵組成。 10%, VP1, VP2 = 5 V 177。 fstep = 200 kHz。 10%, VP1, VP2 = 5 V 177。 C to +125176。 晶體管參數 : 75,800 (MOS), 545 (BJT). 靜電放電警告 : ESD( 靜 電 放 電 )裝置敏感 .靜電電荷高達 4000V容易積累接通人 體和測試設備和雖沒有檢測但可以放電 .雖然這個產品特性 擁有 ESD保護電路 ,永 久性損傷可以發(fā)生接通設備但能經受高能靜電的改變所以 ,特有的 ESD是交付避免 性能降低或損失功能。它后面的一兩級的限幅放大器產生 CML時鐘級信號需要預定標器 . 二個預定標器方案是可選的∶一個是４／５另一個是８／⒐如果Ｎ分頻器大小大于 80 應選擇 8 / 9 預定標器。每產生一新的頻率、快速鎖定計時器開始工作并且鎖相環(huán)受控于寬的帶寬振蕩用 64 相等的有源的 100μA充電泵單元（總共 mA）。這將允許充分的余地去超過鎖相環(huán)頻率作短暫的調整 . 差動放大器的噪音是抑制內部鎖相環(huán)環(huán)路帶寬。它的輸出端高態(tài)如果存在 40 連續(xù)的 PFD 周期數用陽極輸入誤差小于 15 ns。圖 28 顯示寄存器工作的 摘要信息。 12位 FRAC 大小 12位 FRAC 設置了分數的分子也就是輸入到 ΣΔ調制器。 倍頻器操作 設置這一位為 1嵌入一倍頻器在 REFIN 和 4 位 R 計數器之間 .設置這一位為 0 當旁路倍頻器時。因此如果要改變壓控振蕩器 的輸出頻率相位 ,必須重寫 INT 和 FRAC 大小到 R0、接著寫入 R2。對于正常操作這位應置于高電平。表６給出一 60 kHz末級帶寬 GSM 發(fā)送合成器，參考應用部分此處不再敘述。 斷電差動放大器 當 DB6 和 DB7 是處于高電平時、差動放大器是使向下。 串行接口保持有源并且能夠負載加載寄存器信息。當 DB13和 DB12是設為高電平時、高頻脈動是工作的。 程序設計 ADF4193 能用一個信道階躍函數或分離度合成輸出功率頻率 ,也就是說一小部分輸入基準值頻率 .因為一個給出定的輸入基準值頻率和一個輸出量的希望值頻率階躍函數 ,第一個選擇使得 PFD基準頻率和調制器 .一旦決定期望的輸出功率頻道 ,則 把 INT 和 FRAC 大小程序設計放在一邊 . 25 產品實例 在 GSM900 接收機系統的實例中 ,根據需要用 200 千赫茲的信道階躍函數產生射頻輸出功率頻率 .輸入端為 104 MHz 基準頻率是有效的 .當調整 PFD 基準是表示為等式 1 時 ,調整相關系數分頻器 . FPFD = REFIN [(1+D)/(R (1+T))] (1) REFIN =輸入基準值頻率 D =倍頻器啟動位 ( 0 or 1) R =４位相關系數計數器代碼 (0 15) T = REF/2 bit (0 or 1) 26MHZ的 PFD基準頻率最大值決定及其后調整程序設計所給的一Φ值為４的相關系數分頻器 : 倍頻器啟動 =0 R = 2 REF/2 = 1 其次那系數決定是否允許部分的 200 kHz 階躍函數 : MOD = 26 MHz / 200 kHz = 130 ( 2) 一旦信道階躍函數定義為以下顯示的等式時 ,怎樣把輸出功率頻道設為程序設計 : RFOUT = [INT + (FRAC/MOD] [FPFD] (3) RFOUT =期望的 RF 射 頻輸出頻率 INT =除法的整數部分 FRAC =小數部分的分子 MOD =小數部分的分母或系數 比如 : 在 MHz 的頻道是由以下大小的程序設計合成的 : INT = 37 FRAC = 2 支線結構 以下部分描述三種不同的支線結構 ,用一分級的 N 合成器產生 ,并且 ,怎樣使得ADF4193 能最好的將程序設計減到最少 . 分級的支線 在 ADF4193 中的分級的分數計算器 ,是一個具有一 MOD 系數的第三方程序Σ Δ調制器 (SDM),也就是說可編程序控制器可以是從 13 到 4095 之間的整數值的任何一種 . 如果高頻振動已經啟動 ,則 MOD 的最低限度容許值為 是那些允許由fPFD / MOD決議的一信道梯級用合成法合成的鎖相環(huán)輸出功率頻率 PFD參考頻率 (fPFD)的時鐘 . 26 隨著高頻振動的關閉 ,從Σ Δ調制器產生的分層噪聲表現為小數的支線 .在支線之間的間隔為 fPFD / L,在數字Σ Δ調制器中 L 為重復的編碼序列的持續(xù)時間 .因為第三方程序調制器被用于 ADF4193 依靠于 MOD 的Φ值重復持續(xù)時間 ,如表７所示 . 表⒎ 小數帶有高頻振動斷開的支線 隨著高頻振動啟動 ,那重復持續(xù)時間將延至 221 的循環(huán)數 .不管 MOD 的值為多少 ,獲得的量化誤差的光譜近似于寬帶噪聲 .這個能降低在鎖相環(huán)輸出功率帶內的相位噪聲 ,差不多為 10 分貝 .所以 ,為了獲得最低的噪音 ,高頻振動斷開是最好選擇 ,特別是當末級的回路帶寬為足夠的低時 ,即使為最低頻率小數的支線 ,也會使之衰減 .在大多數的應用中 ,使用 ADF4193,能獲得較寬的環(huán)路帶寬范圍 . 整數邊界支線 另一個結構為小數的支線產生 ,包括在 RF 射頻壓控振蕩器頻率和基準頻率之間的交互作用 . 當這個頻率不是與整數有關時 (一個 N 小數合成器的所有的小數點 ), spur 邊帶能在一個偏移頻率的 VCO 壓控振 蕩器輸出能譜輸出功率頻譜見到 ,那些相當于在一個基準和壓控振蕩器頻率的整數倍數之間的差頻 . 這個支線由于環(huán)路濾波器使之衰減 ,并且更多的值得注意的是 :在那些接近于基準頻率的整數倍數的信道上 ,環(huán)路帶寬之內產生的差頻 ,從而為整數邊界支線的名稱 . ADF4193 的 8:1 環(huán)路帶寬開關比率 ,在大多數的應用中 ,盡可能地使全部的支線的足夠地低電平衰減 . ADF4193 的可編程系數和 R 分頻器通常能同時防止整數邊界信道 .這個選擇是描述在后面部分。相位能被校準在用 360176。 避免整數邊界信道 當程序設計一個新的頻率 ,包括防止整數邊界支線寫寄存器 R1,有更多的選擇權 .如果發(fā)現整數邊界支線也是高電平 .選擇權將整數邊界從那 期望信道由改編程序那讀出分頻器中選擇的一個不同的 PFD 頻率處移開。對于GSM,REFIN 信號可以是 13 MHz的任何一種整數倍數、主要條件是信號響應速率最少 29 保證 350 V／ μs。 因此對于 GSM900接收單元，一 26MHz PFD頻率選擇 MOD =130是必需的對于 200千赫等級。如果需要花費 10μs到鋸齒形下降這些電平 ,那么發(fā)送合成器鎖定最終頻率和相位在 30μs的最后 20μs的保護期間生效。要和接收單 30 元定時 值顯示一致，帶寬將減少 12μs，它允許相位干擾有充分的時間還原 .在接收單元有源器件的時間間隙在 30μs之前起動。陶瓷 COG電容器是供這些應用是好的選擇。參見圖２時序圖和表 5所示寄存器地址目錄。 I / O 端口線路 ADuC812 上可能同時被鎖定 . ( MUXOUT設置被當做鎖信號和查詢通路輸入端）。印刷電路板墊片比那包裝成型段長度長 mm 比包裝螺紋頂寬寬 mm。 用戶應將印刷電路板熱量墊片與 AGND連在一起。這保證了焊點的大小是最好的 . 集成 電路芯片的底部比例尺包裝有一主要散發(fā)熱量的墊片。 ADF4193需要一 24 位串行字來進行寫入。 31 ADuC812 接口 圖 37 顯示了連接 ADF4193 和 ADuC812 的接口。 10%容許誤差適用于電感線圈 L1。另外，PCS和 Rx合成器可緩和 800 kHz阻滯規(guī)格和允許寬的環(huán)路帶寬，它們能相對地作更快的調整。這些導致 480 kHz鎖相環(huán)實現頻率鎖定 ,對一跳變交叉的帶寬 6μs。這是由 40 kHz環(huán)路濾波器衰減的 ,因此不涉及。 推薦參數對于不同的 GSM／ PCS／ DCS合成器如表 9所示。用合成法合成替換物路線 ,這個信道將調整 R = 5,因為一個 MHz的 PFD基準和 MOD = 104為 200 kHz步階 . MHz信道為此時的５ MHz,偏離最近期的整數倍數的 MHz 和５ MHz 差頻支線 ,更好地由回路使之衰減。范圍 .大多數的頻率合成器的應用壓控振蕩器 輸出功率的實際的相位偏移 ,和基準未知數的基準有關 .在這樣的應用中 ,相位調整做最佳化的能力通常 r2寄存器能夠代替 ,建立時間作為描述在下面部分的表述。然而 ,任何一種基準聯通回路引起的一些旁路問題的結構。 預置位 那預置位必須全部設置為 0 進行正常操作。 CP三態(tài) 當這位是設置高電平時、充電泵輸出是三態(tài)的。 斷電充電泵 調整 DB5 高電平觸發(fā)充電泵斷電及其后結果發(fā)生∶ 全部有效直流電路是消 除、差動放大器除外。開關 SW3 閉合直到 SW3 計數器中斷。 預置位 預置位 DB15 到 DB6 應設置十六進制密碼 007，并且預置位 DB4 應設置為 1。如果希望保持輸出一樣相位偏移對于基準而言、每次輸出的頻率是計劃的、那么在寫給 R0 的間隔必須是 MOD 參考周期的整數倍數。全部整數大小從 1 到 15 是允許的 .看工作例子一節(jié) . 12位插入器模量 對一給定的 PFD基準頻率、分數的模量設置信道等級分辯率在射頻輸出時。 FRAC 大小從 0 到 MOD 1覆蓋了一頻帶等于 PFD 基 準頻率的信道 . MOD／ R寄存器（ R1） 20 圖 30 這個寄存器用來設置 PFD 基準頻率和頻道步長、它由 PFD 頻率除以分數的基本單位決定。然而、如設計部分所描寫、程序寄存器裝置 R1 和 R2 在接通基本信道時是需要的。 17 圖 多頻電路 輸入