【正文】 μ A μ A fOSC 振蕩頻率 VFB=， VFB=0 ● 210 MHz kHz RPFET P 管導(dǎo) 通電阻 ISW=100mA Ω RNFET N 管導(dǎo) 通電阻 ISW=100mA Ω ILSW SW 引腳漏失電流 VRUN=0V, VSW=0 或 5V,VIN=5V 177。 1 μ A VMODE MODE 腳閾值 ● 2 V IMODE MODE 腳漏電流 ● 177。 167。可以看出這是一個(gè)單極點(diǎn)系統(tǒng)： LsCRLRcIoV ??? 1 1 （ ） 這便是電流?？刂圃淼闹饕獌?yōu)點(diǎn)之一。 電流模控制需重點(diǎn)解決的問題是：當(dāng)占空比大于 50％時(shí)，其內(nèi)部反饋環(huán)不穩(wěn)定。由圖 ， 經(jīng)過一個(gè)周期 ， 由△ I0引起的電流誤差 1I? 為 ： 1201 mmII ???? （ ） 圖 電流模 DC/DC 控制環(huán)路模型 圖 峰值電流控制方式電感電流波形 第三章 XD2607 設(shè)計(jì)中的技術(shù)關(guān)鍵及其解決方案 17 同理，可以證明經(jīng)過 n個(gè)周期后 ， △ I0引起的電流誤差△ In為 ： nn mmII ?????????? 120 （ ） 由式（ ）得出如下結(jié)論 ： 當(dāng) m2m1，即 D50%時(shí) ， 電流誤差△ In將逐漸趨于 0，故而 系統(tǒng)穩(wěn)定 ； 當(dāng) m2 m1，即 D50%時(shí) ， 電流誤差△ In將逐漸放大 ， 從而導(dǎo)致系統(tǒng)失控。 該電壓 與 Vc進(jìn)行比較 ， 會(huì)使 PWM比較器輸出狀態(tài)不穩(wěn)定 ， 導(dǎo)致開關(guān)管狀態(tài)難以確定 ， 最終失控。 該方法就是在控制電壓 Vc上疊加斜率補(bǔ)償電壓形成新控制電壓后輸入到PWM比較器一端 ， 與 PWM比較器另一端的電流反饋電壓比較。若選擇補(bǔ)償斜率等于電感電流下降斜率，即 m＝ m2，則擾動(dòng)信號(hào)在一個(gè)周期內(nèi)就可完成校正，但過補(bǔ)償又容易使 電流?？刂妻D(zhuǎn)化為電壓?？刂啤？梢钥闯鲈撔酒捎昧?在電流反饋電壓 上疊加 斜率補(bǔ)償電壓的補(bǔ)償方法。斜率補(bǔ)償信號(hào)的產(chǎn)生原理較為簡(jiǎn)單，可以利用振蕩器定時(shí)電容的電壓（詳細(xì)原理在第四章第六節(jié)給出），為便于與采樣信號(hào)疊加，將電容電壓在 SLOPE模塊中轉(zhuǎn)化為電流信號(hào) Islope。 Vcap經(jīng)由一級(jí)跨導(dǎo)運(yùn)放 SLOPE，輸出斜率補(bǔ)償電流 Islope， Islope與 Vcap之間的關(guān)系可表示如下： VcapmsgslopeI ?? （ ） 其中， gms為跨導(dǎo)運(yùn)放 SLOPE的增益。這是因?yàn)殡S著占空比的增大，斜率補(bǔ)償信號(hào)的幅度也會(huì)增大，從而導(dǎo)致峰值電流門限在主開關(guān)導(dǎo)通的后期顯著下降。在某些芯片中斜率補(bǔ)償早在 10％占空比時(shí)就被引入，那么同樣的道理，芯片的帶載能力就會(huì)從 10％占空比開始下降。 因此我們所需要的是一種控制電路，它能夠根據(jù)斜率補(bǔ)償信號(hào)幅值調(diào)節(jié)門限電平以保證在大占空比下電感峰值電流實(shí)質(zhì)上不變。誤差放大器輸出的控制信號(hào) VC 和斜率補(bǔ)償信號(hào) Islope2均被引入該模塊，當(dāng) Islope2上升時(shí)輸箝位閾值也隨之上升；反 之亦然。 167。則該閉環(huán)傳輸函數(shù)為： )(1 )()( sHβ sHsXY ?? （ ） 對(duì)于這個(gè)負(fù)反饋系統(tǒng)，如果同時(shí)滿足下列兩個(gè)條件，便可以在某頻率點(diǎn)ω 1 產(chǎn)生環(huán)路振蕩：其一，在ω 1頻率下，環(huán)路的移能夠使反饋?zhàn)優(yōu)檎答仯黄涠?，此時(shí)的環(huán)路增益大于等于 1。一個(gè)無條件穩(wěn)定的線性系統(tǒng)，應(yīng)保證擁有 6dB 的增益裕度和 45 度的相位裕度。 1. 電壓環(huán)路建模分析 [9][10][11][12][13] 要對(duì)電壓環(huán)路進(jìn)行正確的分析與頻率補(bǔ)償，波特圖是最為直接、有效的途徑，關(guān)鍵在于內(nèi)部調(diào)制器工作于開關(guān)態(tài)，因此對(duì) DC/DC 來說，必須對(duì)電路中的開關(guān)態(tài)工作部分進(jìn)行建模，進(jìn)而做 AC 分 析得到波特圖，并在此基礎(chǔ)之上實(shí)現(xiàn)電壓環(huán)路頻率補(bǔ)償。 XD2607 建模關(guān)鍵是找出誤差放大器輸出的誤差信號(hào)與負(fù)載電流之間的關(guān)系。根據(jù)（ ）式： )1( DfL DINVLppI ???? () 又因?yàn)?CCM 時(shí)的負(fù)載電流 Iload 與電感峰值電流 Ipeak之間只相差恒量2LppI。主開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間為： pe akIOUTVINV LDT ?? () 同步管導(dǎo)通時(shí)間為： peakIOUTV LTD ?1 () 又因?yàn)樨?fù)載電流與電感峰值電流之間的關(guān)系為： pe akIDDloa dI )(21 1?? () 根據(jù) ()、 ()以及 ()，可得： fkeapILOUTVOUTVINVlo adI 2)11(21 ???? fpe akILO U TVINVO U TV INVpe akdI loaddI ?????? )( () 結(jié)合 ()和 ()，便可得到 DCM 時(shí)調(diào)制器的跨導(dǎo) gm（ MOD） 2： cdVkeapdIpe akdI lo addIcdVlo addI ???m ( M O D ) 2g )(3*1 32154 O U TVINVO U TV INVpe akL fIRR RRRRR ?????? )( OUTVINVOUTVfLINVpe akIA??? () 將 ()代入 ()得到： ? ?cVcdVloa ddI?m ( M O D ) 2g )()(23*1 32154 DCVcVO U TVINVO U TV INL f VRR RRRRR ???????????? ???? )()(2 DCVcVO U TVINVO U TV INL fVA ????? () 經(jīng)過上述推導(dǎo)，我們已經(jīng)分別得到了 CCM 及 DCM 下調(diào)制器跨導(dǎo) gm（ MOD） 1和 gm（ MOD） 2，對(duì)于實(shí)際電路來說， 調(diào)制器傳輸函數(shù)為連續(xù) 的，則將兩段函數(shù)結(jié)合起來便最終得到了調(diào)制器模塊的傳輸函數(shù) gm（ MOD） ，其曲線如圖 所示： )(2)( cVBcVBBAcVmg ???? () 其中， 3*1 32154 RRRRRRRA ???? () INLfVA OUTVINVOUTVB ? ?? )( () 圖 調(diào)制器傳輸函數(shù) 高效 電流模 同步降壓型 DC/DC 集成電路 設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn) 24 將（ ）式代入 ()： AIB Lpp? () 電感的選取一般應(yīng)依據(jù) ()式并取電感紋波等于最大負(fù)載電流的 40％，那么對(duì)于 XD2607 即有 ILpp＝ 300 ＝ 120mA。 A 的溫度特性與電源電壓特性分別 如圖圖 、圖 所示。 在宏模型的具體實(shí)現(xiàn)方面，我們采用了 VeriLogA 語言。 inout VCC。 real C,V_REF2,GM,I_TEMP。 end if(V(V_ERR)=V_REF1) I_TEMP=0。 I_TEMP=GM*V(V_ERR)。 I(I_OUT)+I_TEMP。該環(huán)兼有 DC 增益和交流頻率響應(yīng)特性。 DC 增益等于電阻反饋網(wǎng)絡(luò)增益、誤差放大器電壓增益以及內(nèi)部調(diào)制器增益之積。 如圖 ， XD2607 有兩個(gè)低頻極點(diǎn)和兩個(gè)低頻零點(diǎn)。 雖 然該輸出電容零點(diǎn)對(duì)芯片的穩(wěn)定性沒有貢獻(xiàn)，但值得一提的是：如果我們用兩個(gè)同樣的 COUT 并聯(lián)作為新的輸出電容，則可以將輸出極點(diǎn)頻率減半而不會(huì)影響到輸出電容零點(diǎn)。并且其 輸出電壓范圍也較大（ ～ ），那么原理上來講輸出阻容帶來極點(diǎn) fPL的頻率變化范圍也會(huì)很大 ，例如僅對(duì)于 Iload=60~300mA 的情況， fPL 便有
。這對(duì)某些 芯片設(shè)計(jì)來說 是非常有 用 的。分別計(jì)算如下： 由輸出電容 COUT、負(fù)載電阻 RL帶來極點(diǎn)的頻率為： OUTCLO ADRπPLf 2 1? () 誤差放大器輸出阻抗與內(nèi)部補(bǔ)償電容構(gòu)成的極點(diǎn)為： 圖 XD2607 的控制環(huán)路簡(jiǎn)化圖 第三章 XD2607 設(shè)計(jì)中的技術(shù)關(guān)鍵及其解決方案 27 32 1 )( CRπf EAOpe a ? () 一個(gè)低頻零點(diǎn)由芯片內(nèi)部阻容補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)決定，它的頻率為： 3321CRπpeaf ? () 另一個(gè)低頻零點(diǎn)是由外接反饋電阻、電容 R1 和 C1 構(gòu)成： 11211 CRπZof ? () 另外，電壓環(huán)路中還存在輸出電容及其 ESR 形成的 fzo2，其頻率等于： OUTCE SRπZof ??? 212 () 當(dāng)然外接反饋電阻 R R2 和電容 C1 也會(huì)形成一個(gè)極點(diǎn)： 121221 CRRπ RRpe af ?? () 但 XD2607 的 fZo fpea 頻率較高，處于環(huán)路的 0dB 帶寬之外，所以不影響穩(wěn)定性。 誤差放大器增益為： )()()( EAoREAmgEAVA ? () 其中， gm（ EA） 為誤差放大器的跨導(dǎo)， RO（ EA） 是誤差放大器輸出阻抗。 DC 環(huán)再加上輸出電容 COUT、反饋電容 C1 和阻容補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)就構(gòu)成了 AC 環(huán)。有了調(diào)制器模塊宏模型，下一步便可利用 AC分析測(cè)得電高效 電流模 同步降壓型 DC/DC 集成電路 設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn) 26 壓環(huán)路頻率特性，進(jìn)行頻率補(bǔ)償。 I_TEMP=GM*V(V_ERR)。amp。 V_REF2=+。 parameter real V_REF1=。 input V_ERR。 最后再將 ()和 ()式合并就最終得到 A 以 外圍溫度和輸入電源電壓為變量的二 元函數(shù) ),( TVA IN ： )0( )(),(),( TA TATINVATINVA ? ? ?2 3 35 4 4 5 4 4 )l g (7 4 7 ????? TINV () 通過驗(yàn)證，函數(shù) ),( TVA IN 對(duì)實(shí)際仿真 曲線 擬合精度在177。 首先我們通過仿真得到3*1 32154 RRRRRRRA ???? 對(duì) 電感電流、輸入電源電壓、外圍溫度的函數(shù)曲線。 對(duì) ()式求導(dǎo)便可得到此時(shí)調(diào)制器的跨導(dǎo) gm（ MOD） 1： cdVkeapdIcdVloaddIM O Dmg ??1)( ARR RRRRR ?? ???? 31 32145 () 可以看出，此時(shí)的跨導(dǎo)為一恒值，設(shè)為 A。 設(shè)電感峰值電流為 Ipeak，依據(jù)圖 可以得到 Ipeak與誤差放大器輸出電壓 Vc有如下關(guān)系： DCVcVpe akIRRRRRR R ??????? 453321 1 () 其中， VDC表示 DC 偏置 IDC電流在峰值電流比較器同相端產(chǎn)生的直流壓降。采用宏模型可以在一定的精度范圍內(nèi)使其端口特性和原電路端口特性相同，但電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜程度明顯降低。在 p 點(diǎn)將環(huán)路斷開，得到系統(tǒng)環(huán)路增益為： 圖 CLAMP 模塊保持 電感峰值電流門限不變 圖 基本反饋系統(tǒng) 高效 電流模 同步降壓型 DC/DC 集成電路 設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn) 22 βAMODmgsT )()( ? （ ） 要保證系統(tǒng)無條件穩(wěn)定，系統(tǒng)相位裕度應(yīng)大于 60 度，而增益裕度通常不做過多考慮[1]。它們?cè)诜€(wěn)定性方面起著重要的作用。必須要對(duì)這個(gè)電壓環(huán)有一個(gè)透徹的分析，從而合理地進(jìn)行電壓環(huán)路補(bǔ)償、調(diào)節(jié)控制環(huán)路的頻率響應(yīng)以保證環(huán)路的穩(wěn)定性及優(yōu)化瞬態(tài)響應(yīng)?；蛘呖梢赃@樣講，就是在占空比大于一定值進(jìn)行斜率補(bǔ)償情況下，一方面補(bǔ)償信號(hào) Islope1會(huì)將 ICOMP_SUB 的 P 端電位抬高，另一方面補(bǔ)償信號(hào) Islope2又將其N 端抬高同樣的電位，這樣就保證了輸出最大電流門限不變。最終設(shè)計(jì)的 XD2607之斜率補(bǔ)償電路 如圖 。但是僅僅提高門限并不是個(gè)可靠的辦法，原因有二： 1. 誤差放大器輸出的控制信號(hào)會(huì)經(jīng)過一個(gè) RC濾波網(wǎng)絡(luò)，該濾波網(wǎng)絡(luò)的時(shí)常數(shù)一般都很大，那么門限控制電平將無法跟上補(bǔ)償斜坡的快速變化?？梢钥? 到斜坡補(bǔ)償電流隨著占空比的增加而增加