【正文】 制，可靠性較高。 圖 單級電路 有源軟開關采用附加的一些輔助開關管和一些無源的電感電容以及二極管，通過控制主開關管和輔助開關管導通時序來實現(xiàn) ZVS 或者 ZCS。 吳敏華：單相電壓型 PWM 整流 22 Tu 圖 單周期控制技術(shù) 功率因數(shù)校正技術(shù)的發(fā)展趨勢 目前研究的兩級功率因數(shù)校正，一般都是指 Boost PFC 前置級和后隨 DC／ DC 功率變換級。 單周期控制原理圖如圖 所示，是一種非線性控制技術(shù)。這種控制方法一般用在輸出功率比較小的場合，另外在單級功率因數(shù)校正中多采用這種方法，后面會介紹。 工作頻率變化，電流不連續(xù) (DCM)，波形圖如圖 (c)所示。 吳敏華：單相電壓型 PWM 整流 20 圖 電流波形 華東交通大學畢業(yè)設計 21 這種控制力式的優(yōu)點是：恒頻控制；工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)，開關管電流有效值小、EMI 濾波器體積小；能抑制開關噪聲；輸入電流波形失真小。適用于 75~2020W 功率范圍的應用場合，應用最為廣泛。 輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡單電壓型控制， 適用于 150W 以下功率的應用場合。有源功率因數(shù)校正電路工作于高頻開關狀態(tài)，體積小、重量輕，比無源功率因數(shù)校正電路效率高。無源校正電路通常由大容量的電感、電容組成。 功率因數(shù)校正，就是將畸變電流校正為正弦電流，并使之與電壓同相位，從而使功率因數(shù)接近于 1。為此，沒有功率因數(shù)校正電路的開關電源被逐漸限制應用。由于常規(guī)整流裝置使用晶閘管或二極管，整流器件的導通角遠小于 180176。即 ?PF SP ? ?cos111rmsIV IV ?cos1rmsII ??cos? （ 1） 式 (1)中： 1I 為輸入基波電流有效值； rmsII1?? (2) ? 為輸入電流失真系數(shù)； Irms 為輸入電流有效值； cos? 為基波電壓與基波電流之間的相移因數(shù)。 統(tǒng)的用于電子設備前端的二極管整流器，作為一個諧波電流源，干擾電網(wǎng)線電壓，產(chǎn)生向四周輻 射和沿導線傳播的電磁干擾，導致電源的利用效率下降。與乘法器型 PFC 電路相比，電壓跟隨器 PFC 型電路可以直接采用常規(guī)的 PWM 調(diào)節(jié)老控制輸出電壓和同事獲得接近于 1 的輸入功率因素，因此控制電路簡單，僅需要一個輸出電壓開關控制開關，現(xiàn)有的多數(shù)開關電源 PWM 控制集成電路都可以用來作為電壓跟隨器輸出二極管反向恢復電流而帶來的問題。 基本的電壓跟隨器 Boost PFC 電路如圖 。其控制電路已有單片集成電路實現(xiàn)，如 MC34262,對這一類功率因素校正電路的研究方向是研究新的主電路結(jié)構(gòu)和研究各種新的控制技術(shù)，如滑膜 (Sliding Mode)控制和單周期（ One Cycle）控制等。圖中 Boost 變換器工作在連續(xù)導電模式（ CCM） ,其電感電流就是輸入電流。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展， PFC 技術(shù)也在不斷的發(fā)展。而工作在 CCM 導電模式的乘法器 PFC 在電壓跟隨器 PFC 電路中，變換器工作在 DCM 模式中，因此由二極管反向恢復電流引起的開光關斷損耗也較低。這些變換器工作于不同導電模式時，其功率因素校正的機理也不相同。單級 PFC 主要分為 Boost和 BuckBoost， Boost 又分為兩端模式和三端模式。 DC/DC 級主要用來實現(xiàn)輸出電壓的快速調(diào)節(jié)。 電路 項目 電感輸入型 電容輸入型 電路 Boost Buck 電源 U I 儲能 L C 直流濾波 Cd Ld 輸出 Udo Id 開關工 作方式 開關管開通 開關管關斷 開關管關斷 開關管開通 PWM 控制方式 CCM(電流滯環(huán) ) DCM(電感電流斷續(xù) ) CCM(電壓滯環(huán) ) DCM(電容電壓斷續(xù) ) 吳敏華：單相電壓型 PWM 整流 12 UC dL+B o o s tP F C電 路乘 法 器控 制 器iU d oR L a） U+B o o s tP F C電 路乘 法 器控 制 器iU d oR LC dL b） 圖 電感輸入型與電容輸入型 PFC 電路 a） 電感輸入型 b）電容輸入型 技術(shù)分類及研究方向 功率因素校正技術(shù)有很多分類法，從市電電網(wǎng)輸入方式可以分為單項 PFC 電路和三相華東交通大學畢業(yè)設計 13 PFC 電路。這種控制電感電流的方式就是通常所說的“電路模式控制方式。這種電路的優(yōu)點是可靠性高、抗短路能力強，缺點是電路復雜、電流 不連續(xù)、只能降壓不能升壓。 UR L低 通 濾 波器 C dU r+ 乘 法 器內(nèi) 環(huán)外 環(huán)B u c kB o o s tB u c k B o o s tC u kS e p i cZ e a 圖 乘法器控制的 PFC 原理框圖 華東交通大學畢業(yè)設計 11 Boost PFC 電路與 Buck 電路的對偶性 整流器的負載是逆變器，逆變器有電壓型和電流型兩種。所以說 20 世紀 80 年代是 Boost 功率因素校正年代。直流輸出電壓也可以維持在一定的范圍內(nèi)。例如 Buck、 Boost、BuckBoost、 Cuk、 Sepic、 Zeta 變換器等。 要提高整流器的輸入功率因素有兩個途徑：一是輸入電流正弦花，二是 使輸入電流與輸入電壓同相位。 PWM 控制技術(shù)用于整流電路即構(gòu)成 PWM 整流電路 可看成逆變電路中的 PWM 技術(shù)向整流電路的延伸， PWM 整流電路已獲得了一些應用，并有良好的應用前景， PWM 整流電路作為對第 2 章的補充，可使我們對整流電路有更全面的認識。 PWM 控制技術(shù)的地位 PWM 控制技術(shù)是在電力電子領域有著廣泛的應用，并對電力電子技術(shù)產(chǎn)生了十分深遠影響的一項技術(shù)。 令 i*L 減去 iL。 i*L 為與 ud 同相位的正弦半波電流，其幅值可控制直流電壓 uo 的大小。 (1)滯環(huán)比較方式 圖 6 12u cuO tu rT cA DBO tu ot A t D t B? ?? 39。脈沖寬度 d 和用自 然采樣法得到的脈沖寬度非常接近 。 工程實用方法，效果接近自然采樣法，計 算量小得多，但計算量卻比自然采樣法小的 多。2U d?2U d華東交通大學畢業(yè)設計 7 可在低頻輸出時采用異步調(diào)制方式， 頻輸出時切換到同步調(diào)制方式，這樣 把兩者的優(yōu)點結(jié)合起來，和分段同步 方式效果接近。 異步調(diào)制和同步調(diào)制 載波比 ——載波頻率 fc 與調(diào)制信號頻率 fr 之比， N= fc / fr. 根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況， PWM 調(diào)制方式分為異步調(diào)制和同步調(diào)制 a. 異步調(diào)制 異步調(diào)制 ——載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式 通常保持 fc 固定不變，當 fr 變化時，載波比 N 是變化的，在信號波的半周期內(nèi)， PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后 1/4 周期的脈沖也不對稱，當 fr 較低時， N 較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱產(chǎn)生的不利影響都較小，當 fr 增高時， N 減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少， PWM 脈沖不對稱的影響就變大 b. 同步調(diào)制 同步調(diào)制 ——N 等于常數(shù)，并在變頻時使載波和信號波保持同步 基本同步調(diào)制方式， fr 變化時 N 不變，信號波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定 ，下面分析， 三相電路中公用一個三角波載波， 圖 為同步調(diào)整三相 PWM 波形， 且取 N 為 3 的整數(shù)倍，使三相輸出對稱為使一相的 PWM 波正負半周鏡對稱， N 應取奇數(shù) fr 很低時， fc 也很低，由調(diào)制帶來的諧波不易濾除， r 很高時， fc 會過高， 使開關器件難以承受 。不管什么 PWM 波，都是基于面積等效原理來進行控制的，因此其本質(zhì)是形同的。 PWM 波形可分為等幅 PWM 波河不等幅 PWM 波兩種。根據(jù)面積等效原理， PWM 波形和正弦半波是等效的。這些脈沖寬度相等，都等于 ? /N,且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。如果周期性地加上述脈沖，則響應 i(t)也是周期性的用傅里葉級數(shù)分解后將可看出， a )Ob )tbdcai ( t )i ( t )e ( t ) 圖 沖量相同的各種窄脈沖的響應波形 各 i(t)在低頻段的特性將非常接近，僅在高頻段有所不同。圖中 e(t)為電壓窄脈沖，其形狀和面積分別如圖 、b、 c、 d 所示，為電路的輸入。如果把各輸出波形用傅里葉變換分析，則其低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異，例如圖 a、 b、 c 所示的三個窄脈沖形狀不同。 SPWM(Sinusoidal PWM)法是一種比較成熟的 ,目前使用較廣泛的 PWM 法 .前面提到的采樣控制理論中的一個重要結(jié)論 :沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時 ,其效果基本相同 .SPWM 法就是以該結(jié)論為理論基礎 ,用脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的 PWM 波形即 SPWM 波形控制逆變電路中開關器件的通斷 ,使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應區(qū)間內(nèi)的面積相等 ,通過改變調(diào)制波的頻率和幅值則可調(diào)節(jié)逆變電路輸出電壓的頻率和幅值。 (4)閱讀國內(nèi)外專家論文，了解電力電子的最新動態(tài)。 由于 PI 調(diào)節(jié)器算法簡單、可靠性高，一直被廣泛應用于工業(yè)控制，所以本文也采用數(shù)字 PI 調(diào)節(jié)，將電壓環(huán)的輸出作為電流環(huán)的給定。 研究中 采用 Motorola 最新推出的 DSP—DSP56F8323。但它也存在一些問題，諸如占空比丟失、整流二極管的反向恢復引起的電壓尖峰以及兩橋臂實現(xiàn)ZVS（零電壓開關）的差異。 國內(nèi)外研究現(xiàn)狀 國內(nèi)外都在 基于 DSP 的移相全橋倍流整流電路的研究 ， 中大功率場合下，由于開關管電壓應力低、易于實現(xiàn)軟開關等優(yōu)點，移相全橋電路得到比較廣泛的應用。 目前，電力電子產(chǎn)品較好地滿足了我國的市場需求，但新型電力電子半導體器件仍需依靠進口。具有代表性的產(chǎn)品177。 70 年代后期，在 SCR 基礎上研制成功的可關斷晶閘管以及在晶體管基礎上研制成功的電力晶體管及模塊相繼進入實用化，并在中、大容量的變流裝置中，傳統(tǒng)的晶體管逐漸被這些全控型電力電子器件所取代。 本課題研究的意義 作為 20 世紀后期新興的邊緣學科，電力電子技術(shù)是利用電力電子器件對電能進行變換及控制的一種現(xiàn)代技術(shù)，它使電網(wǎng)的工頻電能最終轉(zhuǎn)換成不同性質(zhì)、不同用途的電能，以適應千變?nèi)f化的用電裝置的不同需要。 由于 PWM可以同時實現(xiàn)變頻變壓反抑制諧波的特點。 PWM 調(diào)制是現(xiàn)代發(fā)展起來的一項技術(shù)，早工程上主要有滯環(huán)比較法和三角波比較法，較之后者， 滯環(huán)比較控制方式的硬件電路簡單，屬于實時控制，電流響應快，對負載的適應性強，由于不需要載波，所以輸出電壓不含特定頻率的諧波分量，另外，這種控制方式，有利于提高電壓利用率，但在響應快的同時，電流脈動也很大，而且滯環(huán)的寬度也難控制，若寬度過大，開關頻率和開關損耗可降低，但跟蹤誤差增大，若寬度過小，開關頻率和開關損耗增大，跟蹤誤差可減小，再者，如果寬度固定，電流跟隨誤差范圍也是固定的，但是 開關器件的頻率是變化的，這就對電力器件的工作頻率提出了更高的要求，今后電力電子技術(shù)將會得到進一步發(fā)展，高頻電力電子器件會應運而生，對上面目前不足將得到很大的改善。 大家熟知 ,在傳統(tǒng) 的變流電路中 ,晶閘管可控整流裝置的功率因數(shù)會隨著其觸發(fā)角的增加而變壞 ,這不但使得電力電子類裝置成為電網(wǎng)中的主要諧波因素 ,也增加了電網(wǎng)中無功功率的消耗。但 20 世紀 80 年代的功率因素校正技術(shù)大部分是寄予 Boost 電路原理。華東交通大學畢業(yè)設計 1 單相電壓型 PWM 整流 摘 要 分析單相電壓型 PWM 整流電路 (功率因素校正電路 )的工作原理和工作模式 , 功率因數(shù)校正（ PFC）技術(shù)誕生與 20 世紀 80 年代，它采用的是高頻開關工作方式，具有體積小，重量輕，效率高，輸入功率因素（ PF）接近１的優(yōu)點，采用 PWM 進行控制 ,其中控制方法采用的是電流滯環(huán)比較法，因 硬件電路簡單，屬于實時控制，電流響應快，對負載的適應性強，由于不需要載波，所以輸出電壓不含特定頻率的諧波分量，另外，這種控制方式，有利于提高電壓利用率 選擇適當?shù)墓ぷ髂Ｊ胶凸ぷ鲿r序 ,可使 PWM整流電路的輸出直 流電壓得到有效的穩(wěn)定值。 關鍵詞：單相電壓型， PWM,整流，功率因素校正，功率因數(shù)，電流滯環(huán)比較法 ， Matlab，仿 吳敏華：單相電壓型 PWM 整流 2 Si