【正文】 廣泛的應(yīng)用。反饋線的連接狀態(tài)用ci表示，ci=1表示此線接通（參加反饋），ci=0表示此線斷開。反饋線位置不同將出現(xiàn)不同周期的不同序列，我們希望找到線性反饋的位置，能使移存器產(chǎn)生的序列最長(zhǎng)，即達(dá)到周期P=2n1。式中xi僅指明其系數(shù)ci的值（1或0），x本身的取值并無實(shí)際意義，也不需要去計(jì)算x的值。 表1 部分本原多項(xiàng)式m序列的基本性質(zhì)如下：①周期性：m序列的周期p取決于它的移位寄存器的級(jí)數(shù), p=2n1②平衡特性：m序列中0和1的個(gè)數(shù)接近相等；m序列中一個(gè)周期內(nèi)“1”的數(shù)目比“0”的數(shù)目多1個(gè)。⑤二值自相關(guān)特性：碼位數(shù)越長(zhǎng)越接近于隨機(jī)噪聲的自相關(guān)特性。理論分析指出，產(chǎn)生的m序列數(shù)由下式?jīng)Q定：其中Φ(x)為歐拉數(shù)(即包括1在內(nèi)的小于x并與它互質(zhì)的正整數(shù)的個(gè)數(shù))。采樣一般設(shè)置為信源速率的整數(shù)倍，該系統(tǒng)采樣時(shí)間設(shè)置為2e5 s。1 1 0 001 1 10 0BA1 1 1 1 1 1 11 11 A，B = 1(B=0)：AAA輸入二進(jìn)制序列0、1…經(jīng)過隔直后，以模擬乘法器輸入偏置電平為參考，成為負(fù)電平、正電平…，歸一化后為+1…，即0變成1，1變成+1。由以上分析可得到以下結(jié)論：①（0，1）域上的二進(jìn)制序列作乘法運(yùn)算，必須首先轉(zhuǎn)換到（1，+1）域上（0→1，1→+1）然后再相乘。8進(jìn)制相移鍵控即是將輸入二進(jìn)制數(shù)字序列中每3比特分成一組，共有8種組合，即000，001，010，011，100，101,110,111。由于AWGN信號(hào)易于分析、近似，因此在信號(hào)處理領(lǐng)域，對(duì)信號(hào)處理系統(tǒng)（如濾波器、低噪音高頻放大器、無線信號(hào)傳輸?shù)龋┑脑肼曅阅艿暮?jiǎn)單分析(如：信噪比分析)中，一般可假設(shè)系統(tǒng)所產(chǎn)生的噪音或受到的噪音信號(hào)干擾在某頻段或限制條件之下是高斯白噪聲。式1可寫成如下形式 （式2） 或 （式3） 上式表明，發(fā)端的DSCDMA射頻信號(hào)，可通過先擴(kuò)頻調(diào)制再載波調(diào)制（式2）或先載波調(diào)制再擴(kuò)頻調(diào)制（式3）得到，二者是等效的。收端第1個(gè)用戶天線收到的信號(hào) （式4）解調(diào)后的信號(hào) （式5）經(jīng)過與本地地址碼c1(t)相關(guān)檢測(cè)后輸出信號(hào) （式6） 上式中，T為地址碼序列周期，等于信碼周期Tb，故積分號(hào)中信碼di(t)是常數(shù)可提出，得 （式7） 已知PN序列的互相關(guān)函數(shù)為0，即 （式8）代入式7，根據(jù)地址碼的正交性關(guān)系可得 （式9）上式9中為c1(t)的自相關(guān)函數(shù)峰值。 每一路用戶與對(duì)應(yīng)的PN序列相乘完成解擴(kuò)，解擴(kuò)后的信號(hào)是窄帶信號(hào)。通常設(shè)置即上式表明，地址碼速率Rp是信息速率Rb的p整數(shù)倍，1個(gè)信碼周期Tb對(duì)應(yīng)一個(gè)地址碼序列周期T。這是在3用戶的情況下。我們采取的6位的PN序列，生成多項(xiàng)式為[1 0 0 0 0 1 1],自相關(guān)性不夠強(qiáng)，所以導(dǎo)致用戶數(shù)量為4時(shí)，PN碼產(chǎn)生相互干擾，解擴(kuò)和多用戶檢測(cè)時(shí)誤碼率升高。濾波器的設(shè)計(jì) 我們經(jīng)過很長(zhǎng)時(shí)間都沒有完成多用戶檢測(cè)功能。PN碼的設(shè)計(jì)我們之前使用的是4位的PN碼，但是誤碼率很高。用戶信息擴(kuò)頻調(diào)制后經(jīng)信道傳輸，然后解調(diào)進(jìn)入相關(guān)檢測(cè)模塊，完成信息接受。由輸入信號(hào)與PN碼相乘完成解擴(kuò)，并需要設(shè)置一個(gè)低通濾波器和抽樣判決器完成多用戶檢測(cè)。從中可以歸納以下幾點(diǎn)：在仿真中，如果Simulink沒有提供現(xiàn)成的模塊要首先合成出合適的模塊，通?？梢杂靡延心K搭建。用Simulink的時(shí)間流直接進(jìn)行仿真，可以反復(fù)修改電路參數(shù)，同時(shí)在Scope模塊以及頻譜儀上可以看到仿真結(jié)果。50 / 51。對(duì)于本課題而言，已完成了設(shè)計(jì)任務(wù)(CDMA各個(gè)模塊的選擇設(shè)計(jì)和系統(tǒng)仿真)和研究目的，通過用MATLAB對(duì)CDMA系統(tǒng)的仿真調(diào)試、結(jié)果分析，讓我熟悉了CDMA的工作原理，加深了對(duì)調(diào)制方式的認(rèn)識(shí)，并深刻的了解實(shí)際PN碼擴(kuò)頻的產(chǎn)生和應(yīng)用。詳細(xì)地分析CDMA的結(jié)構(gòu)及各模塊工作原理，是進(jìn)行仿真的前提。濾波器設(shè)置如下：抽樣判決器設(shè)置如下：誤碼率檢測(cè)使用Error Rate Calculation和display模塊組成，Error Rate Calculation一端必須接上與對(duì)應(yīng)用戶相同的Bernoulli Binary Generator，才能正確反應(yīng)誤碼率情況，并且而信號(hào)源需要unit delay 延時(shí)完成同步。并設(shè)置了誤碼率測(cè)試部分。一般通信系統(tǒng)中使用的PN碼有15位或者42位。濾波器的設(shè)計(jì)方法是：研究信源的功率譜波形，所以經(jīng)過多次試驗(yàn)，設(shè)置濾波器為為FIR低通濾波器,Fs=100Hz,Fpass=4Hz,Fstop=9Hz。頻譜的觀察直接用頻譜儀（spectrum）觀察信號(hào)頻譜效果不好。而用戶數(shù)量為5時(shí)，誤碼率反而比用戶數(shù)量為4時(shí)有所下降。①擴(kuò)頻前頻譜：②擴(kuò)頻后的頻譜：③解擴(kuò)濾波后的頻譜：可以看到：待傳信息的頻譜被擴(kuò)展了以后，能量被均勻地分布在較寬的頻帶上，功率譜密度下降；擴(kuò)頻信號(hào)解擴(kuò)以后，寬帶信號(hào)恢復(fù)成窄帶信息，功率譜密度上升；相對(duì)與信息信號(hào)，脈沖干擾只經(jīng)過了一次被模二相加的調(diào)制過程，頻譜被擴(kuò)展，功率譜密度下降，從而使有用信息在噪聲干擾中被提取出來。設(shè)置濾波器為FIR低通濾波器,Fs=100Hz,Fpass=4Hz,Fstop=9Hz。收端用戶1從發(fā)端N個(gè)用戶發(fā)射在空中，在時(shí)域及頻域完全混疊的DSCDMA信號(hào)中，接收到發(fā)端用戶1的信碼。本實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)采用的方案是：發(fā)端先擴(kuò)頻調(diào)制再載波調(diào)制，收端先載波解調(diào)再擴(kuò)頻解調(diào)。以2PSK調(diào)制為例，發(fā)端用戶1發(fā)射的信號(hào)為 （式1）上式中，d1(t).c1(t)是（1，+1）域二元數(shù)據(jù)，則S1(t)是0/π調(diào)相的2PSK信號(hào)。解調(diào)采用MPSK解調(diào)模塊（MPSK Modulator Baseband），同樣設(shè)置為8進(jìn)制。進(jìn)一步分析容易得出，對(duì)于兩路輸入信號(hào)為多個(gè)數(shù)字序列波形線性疊加的情況，只要輸入幅度沒超過模擬乘法器線性工作范圍，上述結(jié)論（1）仍適用；而異或門是非線性器件，上述結(jié)論（2）就不能推廣了。而倒相的差別，很容易通過加一級(jí)倒相器來消除，可以不予考慮。B ＝01AAB( a )AB =A， B=0：A， B=1： 1 1 AAB( b )A， B = +1(B=1)：圖3 兩個(gè)二進(jìn)制序列通過(a)異或門及(b)模擬乘法器圖3中，假定A=010011…，B是長(zhǎng)串的連0或連1。 （1）基本原理：二進(jìn)制數(shù)用0，1表示，在常用的正邏輯數(shù)字電路里面的形式是低電平（L）、高電平（H）。該設(shè)計(jì)采用PN序列生成器（PN Sequence Generator），生成擴(kuò)頻序列不同的用戶。可見,相關(guān)函數(shù)是個(gè)周期函數(shù)。例如1110100與向右移3位后的序列1001110逐位模2相加后的序列為0111010，相當(dāng)于原序列向右移1位后的序列,仍是m序列。經(jīng)嚴(yán)格證明：若反