【正文】 （４）原、副邊繞組采用分層交靜繞制。 （３）菠確安攤繞組極憔，躐小它們之闡的電使黧。 一簸瑟害，Ｉ＿Ｃ濾波囂靛截止頻率遠遠｛聶予囂關(guān)羧搴，透ｌ｝｜：，象辯囂次潢波其有驥 顯的衰減作用，其截至頻率邋常選擇在開關(guān)頻率的１／１０～１／５藏右。實醞上，濾波融『丑ｊ常數(shù) 越大，不僅濾波電路的體積和煎量過大，而且濾波電路引起的相位滯臌變大，采 震耀環(huán)潑影反饋控裁孵，整今系絞戇穩(wěn)定瞧越茇。滿足 ｝ 幫。Ｌ和Ｃ的 基丁單片機控制的太陽能逆變電源研究 選取都很重要。從逆變器輸出阻抗的角度看，ＬＣ濾波器中的電感應(yīng)當盡量小，因為 它決定了逆變器低頻時的輸出阻抗。 ３．６全橋型逆變主電路元器件參數(shù)的確定 ●逆變器的主要技術(shù)指標： １）輸入電壓：１２Ｖ，ＤＣ（輸入范圍為１０．５—１５Ｖ） ２１輸出電壓：２２０Ｖ／５０Ｈｚ，ＡＣ ∞輸出電流：最大１．５Ａ（有效值） ４１額定容量：３００ＶＡ ５）全橋逆變開關(guān)頻率：２０ｋＨｚ ●高頻升壓變壓器參數(shù)的確定 （１）匝數(shù)比七 當系統(tǒng)調(diào)制度Ｍ＝Ｉ時，直流輸入電壓最小值ｕ?！? ６．６６ 實際選定匝數(shù)比ｋ＝３４。選取３Ａ／ｒａｍ２，幫３１０５Ａ／ｍ２；褰囂湊寵系數(shù)鼙。 （３）繞組匝數(shù)計算二次繞組匝數(shù)： ２２０，壓ｘ—上 Ｎ，一———蟬＝６１。 （４）繞組導體截面二次繞組的導體截馘積： 基于單片機控制的太Ｈｌ能逆變電源研究 Ａｃ２ ２ １３．５ｘ１?！保埃担场保埃? ２ ４?ｍｍ‘ 初級采用寬度為４０ｍｍ、厚度為０．３ｒａｍ的銅箔，次級采用雙股直徑為０．８ｒａｍ 的漆包線繞制。根據(jù)磁芯的窗口面積，裁減合適的紅殼紙，注意邊沿的 固定和裕量。 ３．７控制電路設(shè)計 ３．７．１ ＡｖＲ微控制器介紹嘲 ＡＴｍｅｇａｌ６Ｌ具有１６ＫＢ系統(tǒng)內(nèi)可編程Ｆｌａｓｈ的８位ＡＶＲ微控制器。工籜手愛 向輸出比較時則正好相反。在一個定時器時鐘周期熙聯(lián)Ｎ∞的值等于ＭＡＸ。ＴＩ琦嗍坡上的小橫條表承ｏｃａｏ－垮ＴＣｌＷＩ＂０的 比較匹配。ＯＣＲ０：ｇｌＴＣＮＴ０ 比較匹配發(fā)生時ＯＣ０寄存器將產(chǎn)生相應(yīng)的清零或鬣僥操作，從而產(chǎn)生ＰＷＭ波形。此模式基予雙斜坡操作。 器銼＝ＢＯＴＴＯＭ計數(shù)對蒿：ＴＣＮＴｌ冬ＯＣＲＩｘ匹配，ＯＣｌｘ將置位為麓電乎。具體的時序圖為圖３．７。ＴＣＮＴｌ斜坡上的短拳平線淡示ＯＣＲｌｘ 和ＴＩ孫ｒｒｌ的旺配比較。轢惑鬟像囂都霉產(chǎn)壘孛凝。在圈３．７給出的第三個周期中，在玳避行于相位修 正模式時改變∞Ｐ毽導致了不對稱輸出。就是說，下降斜坡的長度取決予上～＋ＴＯＰ值，ｉ酊上升斜坡的 就不對稱了。設(shè)置ｃｏＭｌｘｌ：Ｏ魏２可以產(chǎn)生普 通豹ＰＷＭ，設(shè)置ＣＯＭＩｘｌ：Ｏ為３Ｗ以產(chǎn)生反向ＰＷＭ?！玻危裕希? ， ‰瓣 變鬃Ⅳ表示預分頻因子（１、８、６４、．２５堿１０２４）。也就是說， 在發(fā)送時～定要等到移位過程全部結(jié)束后才能對ＳＰｌ數(shù)據(jù)寄存器執(zhí)行寫操作．而在 接收數(shù)據(jù)時，需要在下一個字符移位過程結(jié)束之前通過訪ＮｓＰＩ數(shù)據(jù)寄存器讀取當 前接收剮的字符。／４。 重捧鼉：ｓＰｉ麩瓤模式辯，羥鞠邏輯薅ｓｃＫ葶｜瓣豹輸入羨號透鏜※攆。 啦串杼強設(shè)羧Ｅｌ－ＳＰＩ ?全雙麓，３線同步數(shù)撰傳輸 ?主梳域獲鞔操作 ?ＬＳＢ露龍發(fā)送或ＭＳＢ熏ｊ＂先發(fā)送 ?７種Ｗ編程的比特率 簧埝縫寐串叛標志 ?寫磁撞標志檢測 ?可以獲潮囂模式嚷醺 作為童機時具有倍速模式（ｃ１０２） ＭＳＢ ＭＡＳＴＥＲ ＳＨＩＦＴ Ｌ蕊Ｂ ”Ｓ８ 一＠８ＩＴ ｌ ｋ ＲＥＧＩＳＴＥＲ｜ Ｊ 塒ｌＳ０ 酗｝Ｓ０ ＳＬＡＶＥ ＬＳｅ 《｜＠ＢＩＴＳＨＩＦＴＲＥＧＩＳＴＥＲ融 Ｌ Ｊ Ｍｏ鬟 期ＯＳｌ ｋ Ｊ Ｌ ∞ｌ ｌ Ｉ。ＯＣＲｌｘ翻ＴＣＮＴｌ嗽較瑟配發(fā)生 Ｉｌ重ＯＣｌｘ寄存器將產(chǎn)生褪痤懿濤零袋黌位猱露，飆瑟產(chǎn)生ｐｗＭ波形。若ＴｏＰ像特不變，那么這兩種點作模式實際沒裔區(qū)別。 垂－Ｔ＇ＯＣＲＩｘ豹囂凝孵刻魏定辯器，詩數(shù)爨達到鞫Ｐ之辯，越藏涮靜綴垮周期超始 長度取決予麟翡∞瞧。否則ＴＣＮＴｌ 與ＯＣＲｌｘ不會豳現(xiàn)院較匹配。 量｝對器數(shù)毽達到Ｂ（ＹＩＴＯＭ對Ｔ／Ｃ溢出標，卷ＴＯＶｌ爨位。圖審穰襖豹骶：暇ｌ表示這是載透籀城操作。——扣～?——一 豳３．７ Ｔ／Ｃ１相位修正ＰＷＭ模式的時序圖 Ｆｉｇ ３．７ ｔｈｅ ｓｃｈｅｄｕｌｅ ｇｒａｐｈ ｏｆ ＰＣ ＰＷＭ ｍｏｄｅ ｉｎ Ｔ／Ｃ１ 王撂予褥位修蕞ＰＷＭ模式時，計數(shù)器的數(shù)德一壹累加翔霆定馕０ｘ００ＦＦ， ０ｘ０１ＦＦ、０ｘ０３剛ＧＭｌ３：０＝Ｉ、 ２戴３）、 ＩＣＲｌ（ＷＧＭｌ３：０＝１０）或 第３章蓮交系統(tǒng) ＯＣＲＩＡ（ＷＧＭｌ３：０＝１１），然舔渡交詩數(shù)方肉。在一般的比較輸出模式下， 當計時囂舯Ｐ計數(shù)辯罄ＴＣＮＴＩ等ＯＣＲＩｘ囂配，ＯＣｌｘ將清零為繇電平；褥在計露 魄較輸島隧嬲正好相愛。羔 變薰Ⅳ表泳預分頻因－Ｙ０、８、６４、２５６或１０２４）。 王籜予糖位移委Ｐｗ∽漠式耩孝，院較攀元可跌簌ｏＣｏ弓｜辯產(chǎn)囊Ｐｗ黼菠形：將 ＣＯＭ０１：０設(shè)鼴為２，產(chǎn)擻普通相位的ＰＷＭ；設(shè)罱ＣＯＭ０１：０為３，產(chǎn)生反向ＰＷＭ信號。鬻巾毋姍戇數(shù)篷髑攘狀圖表示，戳滋臻雙籀緩操作。相繾修ｉＥＰＷＭ模式的薹＇ｗＭ精度固定為８魄特。此模式基予雙斜坡操作．計時器重復地從ＢＯＴＴＯＭ計ＮＭＡＸ， 然螽又蓯ＭＡＸｆ弱逶鏊到ＢＯＴＴＯＭ。 ●輸出交流濾波器參數(shù)的確定 曠去ｍ０．１２，ｔ ｋ＝３４ ｘ２００００ 經(jīng)反復多次選取參數(shù)進行實驗后，實際電路中濾波電感取值２ｍＨ，濾波電容 選取瓤Ｆ。 層與層之間用聚酯薄膜絕緣。２ ２≈０．７０ｒ７蚴２ 一次繞組的導體截面積： Ａ。６ｘ１０４ ～次繞組匝數(shù)可以由二次繞組匝數(shù)和瞰數(shù)比推算得到： Ｎｔ Ｎ＿。Ａ，≥五聶謚，ｉ瓦３云３０石ｉ誦麗ｍ‘一５．５ｘ１０。這樣綴然在一定程度上簿低７交藤器鐵心剩 用率，但卻大大提高了系統(tǒng)的Ｗ靠性。７６?６．６６Ｖ 采用輸出電壓反饋控制，變壓器副邊電臌穩(wěn)定在２２０Ｖ，則原副邊暾數(shù)比ｋ為： ｌ【：２２＿００。因此，濾波電感 即不能選的太小，又不能選的太大，要綜合考慮各方面的因素。而且濾波電感加 大，一定負載下的系統(tǒng)阻尼加大，系統(tǒng)的控制穩(wěn)定性增加。 ≤３。因此， 選掭濾波囂參數(shù)薅，黌綜會考薅這囂方莛瓣因素。瓣藏對于鬣次受載眩瀛譖渡仍其 有較高的輸出阻抗，因此ＬＣ濾波器在一定程度土決定了逆變器豹性熊。螃 逆變橋輸出脈寬調(diào)制波中的高次諧波難要分布在開關(guān)頻率附近，為了獲得良 好的輸?shù)哦哲b正弦波形，盛須利鼴ＬＣ低邋濾波器演除開關(guān)頻率附近麴舞次諧波。 減小分布電容的措麓主要有： （１）袋矮靜毫鬢藏酌辦法。 （２）減小繞綴簿度，增翻繞綴商度。最然可以采用吸收電路加以解決，儇會形成較大的損耗。高頻電流通 避嚳線辯總是戇國予麩表瑟滾遙，這會毽等線瓣有效流ｌ：霞瑟狠減奎，勢嫠導線茨 交、瀛等效阻抗滋逮予鋸電阻。 筠繞組結(jié)構(gòu)設(shè)計：通常的繞線架掏有簡易繞法及三明治繞法等。 變聰器所俄用大繞線線徑糙細非常重簧，它決定可邋過電流的大小，亦即所 栽瓣供麴囂數(shù)大，ｌ、麴暴選爝不當攥｜ｌ壽使炎雉囂燒毀熬魅殮。一次繞組匝數(shù)可以 逶遺二次繞綴垂數(shù)幫整數(shù)魄攘算褥騖。—鐵心截稀積。 （３．１３） 式中 Ｎ—所計算的繞組匝數(shù)： Ｓ。馕，戩怒交基器鐵，◇忑終磁塞懿交純爨黯控裁在逶當熬藏灞蠹，盈鏈繯涯 鐵心搿朋可以繞得下變魘囂的全部繞組。一鐵心磁路裁磷積；Ａ，一鐵心窗蜀鬣鬏；‰—最大輸密功翠；ｆＩ 一黟關(guān)菝率；ＡＢ—鐵，玉在一令王終弱幫內(nèi)允誨戇王終磁遙爨度；ｄｃ—燮囂器繞組 導體的電流密度；ｋ。堡 Ｕｐ （３．１１） 考慮開必器件學通電阻影響，實際調(diào)制魔值驤及濾波電感基波疆降，突際選 擇變壓器匝數(shù)比要稍微高予上短的計算值。５攀綴性變囂器磁芯ｌ＝話獲態(tài)承意篷 Ｆｉ９３．５ｔｈｅ ｓｋｅｔｃｈｍａｐｏｆｔｈｅ ｓｔａｔｅｏｆｓｉｎｇｌｅｐｏｌｅｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ＇ｓｍａｇｎｅｔｉｃｃｏｒｅ ａｔｗｏｒｋ 爹囂套纓全援邀鼴裹頻變藤器設(shè)詩，箕麓攆對，宅戇置捧龜蓮、魄滋豢不是 基于纂囂輟控瀚靜太聚戇逆交迫滋研究 歪弦渡，囂熬葵王攆捩囂與王頻交纛器是不～樣熬，沒詩公茂毫毒爨零溺。增大Ｂ。４雙極性變壓器磁蕊工弗狀態(tài)示意翻 Ｆ毽３．４ｔｈｅ ｓｋｅｔｃｈｍａｐｏｆｔｈｅｓｔａｔｅｏｆａｍｂｉｐｏｌａｒｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ＇ｓｍａｇｎｅｔｉｃ∞攤ａｔｗｏｒｋ （２）單極性交聰器：輔助電源的單端反激電路屬于單端電路，其變聰器為單極 毪。只有Ｂ。其磁感應(yīng)強度變化如圖３．４ 所示。己降低虱常溫辯酌８０％，麗且磁 損在超過８０＂Ｃ時，已呈上升趨勢，會導致發(fā)熱上升的惡性循環(huán)，威該避免。 （３）適中的磁導率決定匝數(shù)的是磁感應(yīng)強度，而不是磁導翠。 （２）在高頻下具有低的功率損耗損耗會降低效率，同時增加發(fā)熱。和低豹糕余磁感應(yīng)強度Ｂ。常用的離頻磁性材料是軟磁鐵氧體，本節(jié)將對其作簡單介紹： 軟磁鐵氧體具有細窄的磁滯回線，較高的磁導率，可觀的磁感威強度，較高 的電阻率，不需要像硅鋼片那樣制成薄片來降低渦流損耗。軟磁 材辯是指矯頑力小、容易磁化的磁性材料。 ３．４高頻變壓器設(shè)計ｎｌ枷 魄力電子設(shè)鋸的高頻化是其發(fā)展趨勢。說明調(diào)繁參考痿號 的幅俊從而改變備個脈沖的寬度時，就實現(xiàn)了對逆變電路輸出電壓基波幅值的平 滑調(diào)節(jié)。警萎洶８莩，爭《哇８，１ 故 瞧５， ＠６， 啪２薹魯扣ｎ儀孕＋予咖和吲ｎｋ（ｏ，ｔ ｌ；ｌ ｌ【＝ｌ代入式（３．５），可以得到輸出嘏壓靜基波囑俊，當半個廚麓內(nèi)矩形脈 沖數(shù)Ｎ不是太少時，各脈沖的寬度６；都不犬，可以近似地認為ｓｉｎ魯ｍ叁，因此 ‰一半驢Ｎ掣‘辯 ＠７， 囂霓輸出基波邀基幅篷Ｕ。為 （３?４） ６ｉ２可１ 繁ｉ個矩形辣｛串懿越戇穩(wěn)使舞爻 ｉｘ Ｏｍ ｓｉｎｏｉ ｏ；一ｋ２。薈ｕ“ｓ幽ｔｔ，ｋ＝１’３、扣… 其中 ｕｈ ２知ｓ訪硒ｔ ｔｄ（∞ｌｔ） 要裁Ｎ令矩影辣？串獲代襲瓣Ｈ◇霞入上式，妊須求褥霉令辣洚瓣麓始與終壹穗 位角。分嗣秀燕弦灞翻渡參考信號與三熱載波鶼峰售?褒理憨饋囂下 Ｍ可在Ｏ～１之間變化，以調(diào)節(jié)輸出電壓的幅值，實際上Ｍ總是小予ｌ的。Ｉ｜。犖極性控制餃弱一對麓頻殲關(guān)，褶對于雙極性控制其有殲關(guān)損耗低，電磁干 擾小、冤?。脐P(guān)頻率級諧波鐐優(yōu)點。 ＼，捌 。 這種改讖型對稱規(guī)則算法的精度，明顯高于傳統(tǒng)對稱規(guī)則算法的精度，同時由于 采用了同步取樣，每半個周期中各脈寬的一致性得到保證，脈寬中心線為等間隔， 極易用微機實現(xiàn)，并且脈寬系數(shù)可以控制。ＳＰＷＭ法就是以 該縫論為瀵埝墓疆，翅躲猙賽壤按囊弦壤簿變熱麓秘正弦渡等效的ＰＷＭ渡影幫 ＳＰＷＭ渡形菠裁遂變憊鼴率殲笑器舞弱逶凝，健葜羧篷懿蒎羚毫派魏囂羧與輯豢 鏊輸懣鷯菠弦波在糖瘦囂鶼內(nèi)鶼覆積籀等，遴避敬變清裁波豹皴攀粒幅俊嬲可調(diào) 節(jié)逆炎電路輸出電壓的頻率荊幅值。 辯 爨３。綜合考慮，奉文所設(shè)計翡太陽熊 邋變彀源采麗眾轎綏梅。瞬前獨藏太陽能光伏發(fā)電悉統(tǒng)主要應(yīng)用予邊遠媲 囂，難娃維護，這就要求邋變電激具有會遵熬瞧路結(jié)構(gòu)，嚴掇的元器俘選擇，勢 要求逆變電源具備鑫種保護播施，如蓄電池充放電保護，系統(tǒng)短路保護、過流僳 護、過載保護等。 第２章太167。 辯除段式僵蓮充逛耱瞧婦下圈２。在一定條件下近似 于最大功率點跟蹤（ＭＰＰＴ）控制，即在快速寬電階段要盡可能充分利用太陽能電 洼鬏激大霹戇懿羧蹬箋爨。 ２。２丟ｕ。高于ｕ。串聯(lián)，以高于電源電壓 向電容Ｃ、負載Ｒ供電，電容器Ｃ流入充電電流，當Ｕ。由于開關(guān)管導通，二極管陽極接電源Ｕ。Ｂｏｏｓｔ電路控制過程如下：當圖２．４中開關(guān)管Ｔ在導通時，Ｂｏｏｓｔ電路等效電路 如圖２．５（ａ），電源只向電感供電，在電感線圈未飽和前，電流ｉ。將檢測信號送到ＡＶＲ微處理器進行模數(shù)轉(zhuǎn)換，控制開關(guān)管Ｇ 對蓄電池進行充電控制及蓄電池充放保護。 ０ 圖２．２蓄電池充電特性曲線 Ｆｉｇ．２．２ ｃｈａｒｇｅ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ ＣｕｌＮｅ ｏｆｓｔｏｒａｇｅ ｃｅｌｌ 隨著電儲能技術(shù)的發(fā)展，越來越多新的儲能方式出現(xiàn)，例如鋰電池、燃料電 池、超級電容儲能、超導儲能等。充電策略對于蓄電池非常 重要，一個優(yōu)化的充電鬣略可以提高蓄電池的性能和壽命；反之，～個不合理的 充魄繁賂會｛＃常顯著豹辮｛氛蓄電ｔ逡霹爰騫爨辯鑊躅壽鑫。Ｒ為莆電池內(nèi)阻（ｏ）。 （６）自放電率蓄電池在不用時其內(nèi)部也會消耗能量，一般以ａ天來表示。 （４）放電電流就是鬻電池的輸出電流，它除了用安培來表承外，通常也用蓍 電池的容量乘以某個系數(shù)米表示。鍘如，一個６．５Ａ＇ｈ鷯蓄漱漣，充滿之囂戳３２５ｍＡ瀵流 教敷，經(jīng)避２０ｈ麓迭穰敖穗巾盎魄垂，救瞧率蓉戳魄浚柬襲承為０。 鬻瞧瀨屬予電傀舉電漶，它觳化學中的裁化還驃所釋放蹬來酶熊量蠹