【正文】 。 （ 1） 具體選擇整流 橋時(shí)，應(yīng)考慮的主要參數(shù)是：正向平均電流 DI ，浪涌電流 FSMI ，直流擊穿電壓 RV ，預(yù)期的耗散功率 DP ， 即每個(gè)二極管要滿足： RV ≥ )(max)( ppinV ? DI ≥ )(max)(DCinI FSMI ≥ 5DI （ 2） 輸入 濾波 電容由輸出保持時(shí)間以及直流輸入電壓要求的紋波大小決定，而且流經(jīng)電容的紋波電流 應(yīng) 在電容允許值范圍內(nèi)。對(duì)于 DC/DC變換器紋波電壓峰峰值設(shè)計(jì)為 ～ 。 圖 33 輸入整流電路原理圖 變換電路設(shè)計(jì) 通過第 2 章中對(duì)各種不同變換器比較，我們知道單端反激式變換器電路結(jié)構(gòu)簡單、緊湊、工作可靠、 成 本低，輸出功率一般為幾瓦到一百多瓦，適合于低功率輸出的開關(guān)電源 。 這個(gè)電流將會(huì)持續(xù)到下次開關(guān)管截止時(shí) (若到下次開關(guān)管截止前電流已下降到零則電路工作于電流斷續(xù)模式，否則工作于電流連續(xù)模式 )，從而保證負(fù)載電流持續(xù)不斷。開關(guān)管截止瞬間發(fā)生的作為初級(jí)繞組的電壓加到開關(guān)管的漏源極，這種電壓與初級(jí)繞組的阻抗成比例，非常大，就有可能損壞開關(guān)管。 在輸出端 接有由 L C2和 C3 組成一個(gè)低通濾波器 ， 濾除噪聲干擾， 輸出低紋波電壓 。 另外，工作于電流斷續(xù)模式時(shí)，由于變壓器電感量 較小，體積可以做得小一些 ； 而工作于電流連續(xù)模式，變壓器體積一般會(huì)較大。所以確定了反激電壓之后，就可以確定 原、副邊的匝 數(shù) 比了： sfsp UUNN ? （ 35） 其中 ， Us＝ Uo＋ Vd1＝ ＋ ＝ （ Us為次級(jí)線圈電壓， Vd1 為輸出整流二極管導(dǎo)通電壓）。 可由 AwAe 法求出所要鐵芯： 福州大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì) (論文 ) 26 )10(jowppew KKB ILAA ?? ???? （ 39） 在上式中， Aw 為磁芯窗口面積，單位為 cm2 ； Ae 為磁芯截面積，單位為 cm2 ； Lp 為原邊電感量，單位為 H； Ip2 為原邊峰值電流，單位為 A； Bw 為磁芯工作磁感應(yīng)強(qiáng)度，單位為 T； Ko 為窗口有效使用系數(shù)，根據(jù)安規(guī)的要求和輸出路數(shù)決定，一般 為 ～ ； Kj 為電流密度系數(shù)，一般取 395A/cm。 為了避免磁芯飽和，我們應(yīng)該在磁回路中加入一個(gè)適當(dāng)?shù)臍庀?Lg，計(jì)算如下： pepg L ANL 82 ????? ? （ 311） 在上式中， Lg 為氣隙長度，單位為 cm； Np 為原邊匝數(shù) ； Ae 為磁芯的截面積，單位為 cm2 ； Lp 為原邊電感量，單位為 H。其中，輔助功能包括過流、過壓的檢測(cè)和保護(hù)、遙控信號(hào)等。 如圖 35所示為本文所設(shè)計(jì)電路中輔助電源的原理電路。如果輔助電源不給控制電路供電，主變換器將不工作。 實(shí)際應(yīng)用中，更多是采用場效應(yīng)晶體管（ MOSFET）來構(gòu)成開關(guān)電路。 福州大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì) (論文 ) 28 在很大程度上，用 MOSFET 管設(shè)計(jì)電源比。同時(shí) 它具有輸入阻抗高、噪聲低、熱穩(wěn)定性好、抗輻射能力強(qiáng)、功耗小、制造工藝簡單和便于集成化等優(yōu)點(diǎn) 。所以在電源的啟動(dòng)階段需要一些方法給控制電路提供能量，然后過渡到正常的工作狀態(tài) ]12[ 。主要用于中小功率電源系統(tǒng)，有利于減小整個(gè)電源的體積，實(shí)現(xiàn)小型化，節(jié)約成本。如果使輔助電源穩(wěn)壓輸出（通常只要求波動(dòng)在正負(fù) 2％以內(nèi)），可提高電路的可靠性，而且主功率電路的運(yùn)行將更具可預(yù)測(cè)性。我們應(yīng)該在設(shè)計(jì)完成后核算窗口面積是否夠大、變壓器 的損耗和溫升是否可以接受， 同時(shí)，在變壓器的制作中還有一些工藝問題需要注意 ]11[ 。 有了磁芯就可以求出原邊的匝數(shù)， 根據(jù)下式： ewppp AB ILN ? ??? 42 10 （ 310） 再根據(jù)原、副邊的匝 數(shù) 比關(guān)系可以求出副邊的匝數(shù)。若 Ip1 為 0，則說明變換器工作于斷續(xù) 模式，否則工作于連續(xù)模式。 反激式變壓器的設(shè)計(jì)可分為以下幾個(gè)步驟： （ 1） 確定已知參數(shù) 開關(guān)電源應(yīng)用 —— POS 機(jī)的電源設(shè)計(jì) 25 這里的已知參數(shù)包括：輸入電壓 Uin、輸出電壓 Uout、輸出的功率 Pout、效率η、開關(guān)頻率 fs(或周期 T)、線路主開關(guān)管的耐壓 Vmos。 反激變換器可工作于電流連續(xù)模式 (CCM)和電流斷續(xù)模式 (DCM)。 同樣地，輸出端接的 R C1也是構(gòu)成尖峰吸收回路 ， 但它還有一個(gè)作用就是其中的電阻 R1 起 阻尼 作用，防止電容 C1和次級(jí)線圈中的寄生電容及電感 Ls 一起產(chǎn)生的振蕩，從而增加了電路 的穩(wěn)定性 。 因?yàn)?開關(guān)導(dǎo)通期間是在變壓器漏感中蓄積能量的。 其中變壓器 T1 起隔離和傳遞儲(chǔ)存能量的作用 ， 即 當(dāng) 開關(guān)管 Q導(dǎo)通時(shí)， Np中有電流流過， 儲(chǔ)存能量 ，與此同時(shí)，二極管 D1 截止，負(fù)載中沒有電流。 根據(jù)設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)， C 的電容值 C=2 PL 左右 ，其中， PL 為電源輸出功率，單位為 W， C的單位為 f? ，所以 這里 C 的取值 C＝ 2 34=68 f? 。 輸入濾波電容的選擇主要考慮三個(gè)方面：能滿足期望電壓紋波的電容值；電容的額定電壓；電容的額定紋波電流。如附錄 1 使用的 KBP206G 就是一種集成的整流橋。在 輸入電壓 正半周， DD3導(dǎo)通， D D4截止，電流由 信號(hào)源 正 端 （上端） 經(jīng) D1→ RL → D3 回到 信號(hào)源負(fù)端（下端） ，在負(fù)載 RL 上得到一半波整流電壓 。 在實(shí)際的輸入濾波電路設(shè)計(jì)中， 往往是根據(jù)實(shí)際的濾波效果和電路結(jié)構(gòu)安排來選擇電路結(jié)構(gòu)和參數(shù)，本文設(shè)計(jì)中在允許情況下去掉了 C2 和 C3， 僅用共模電感 L1 和 L2 來濾除共模干擾。 具體的參數(shù)選擇： （ 1）電容的選擇： C1 采用 高頻特性較好的 薄膜電容器，容量大約在 ～ ，R1理論上越小越好，大約在 100k～ 10M；為了減少漏電流， C C3 選用瓷介電容，容量大約在 2200pF～ ； C1～ C3 的耐壓值均為 630VDC 或 250VAC。 該電路 是一種復(fù)合式 EMI 濾波器， R1 和 C1構(gòu)成第一級(jí)濾波， C1 主要用來濾除差模干擾，選用高頻特性較好的薄膜電容。還有一個(gè)問題是NTC 熱敏電阻在熱態(tài)下重新啟動(dòng)時(shí)，對(duì)浪涌電流起不到限制作用。 其實(shí)，抑 制浪涌電流的最簡單方法 就 是在系統(tǒng) AC 線路輸入端串聯(lián)一只 NTC（ Negative Temperature Coefficient， 實(shí)為負(fù)溫度系數(shù)之意 ） 熱敏電阻。單相時(shí)， ? 為（ 3～ 5） R1 C1，三相時(shí)為（ 2～ 3） R1 C1 較適宜。 為了對(duì)輸入保險(xiǎn) 絲、整流器進(jìn)行保護(hù)，同時(shí)要減少對(duì)其他電子設(shè)備造成惡劣的影響，需要接入沖擊 電流抑制回路， 把沖擊電流抑制在允許范圍內(nèi)。 本章將對(duì)整個(gè)開關(guān)電源的輸入電路、 變換電路 、控制電路、輸出電路及保護(hù)電路設(shè) 計(jì)進(jìn)行詳細(xì)介紹 。因此反饋電路的設(shè)計(jì)可以大幅 度 簡化 。當(dāng)輸入電壓波動(dòng)時(shí)， 圖 213 中 的電流檢測(cè)電阻 Rs 會(huì)立即檢測(cè)到峰值電流的變化，快速調(diào)整占空比，使輸出電壓穩(wěn)定。 (5)根本消除了 PushPull 開關(guān)電源存在的磁通量失衡問題。 電流 控制 型 可以看作是一個(gè)受輸出電壓控制的電流源，而電流源的電流大小就反映了電源輸出電壓的大小。這在當(dāng)今電源規(guī)格要求繁多、電子設(shè)備整機(jī)可靠性要求提高的形勢(shì)下，為模塊化電源系統(tǒng)和電源冗余結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)提供了捷徑。 (2)具有過流保護(hù)和可并聯(lián)性。 圖 213 電流控制方式原理框 圖 開關(guān)電源應(yīng)用 —— POS 機(jī)的電源設(shè)計(jì) 19 可見，無論是理論分析還是電路測(cè)試，都證明電流 控制 型 比電壓型控制 型 有許多 優(yōu)點(diǎn)： (1)對(duì)輸入電壓變化響應(yīng)快，抗干擾性能強(qiáng) 。圖 213 所示為電流型控制方式的原理 框 圖。而 對(duì)于整個(gè)穩(wěn)壓電源系統(tǒng)來說，實(shí)際上是通過初級(jí)的勵(lì)磁電流 Ip 改變高頻變壓 器中的磁通，以適應(yīng)輸入電壓和負(fù)載的變化而保持輸出電壓穩(wěn)定的要求。在整個(gè)控制電路中只有一個(gè)反饋環(huán)路，是一種單環(huán)控制系統(tǒng)。 電壓控制方式 圖 212 所示為電壓控制方式開關(guān)電源原理 框 圖。對(duì)于一個(gè)電源電路， 如果 控制方式 選擇不正確，會(huì)使電源工作不穩(wěn)定而浪費(fèi)寶貴 的時(shí)間。 PSM 調(diào)制 方法的效率很高，而 且?guī)缀跖c負(fù)載無關(guān)，當(dāng)負(fù)載變換時(shí)，效率是一個(gè)恒定值。 圖 211 PSM 調(diào)制方法 的工作 原理 及波形示意 圖 開關(guān)電源應(yīng)用 —— POS 機(jī)的電源設(shè)計(jì) 17 三種不同調(diào)制方法比較 PWM 調(diào)制原理簡單，電路易于實(shí)現(xiàn)，而且 PWM 脈沖控制信號(hào)的諧波都集中在其基波的整數(shù)倍處，只要知道了 PWM 的基波頻率后，后續(xù)濾波器容易設(shè)計(jì) 。 由圖可知，通過調(diào)頻調(diào)制器用載波對(duì)變換器的輸出誤差進(jìn)行調(diào)制，然后通過過零比較器得到 PFM 控制信號(hào)去控制開關(guān)管的通斷。 圖 29 PWM 調(diào)制方法原理框圖 PFM(Pulse Frequency Modulation)調(diào)制方法 圖 210 所示 為 PFM 調(diào)制方法的工作原理 框 圖。 開關(guān)電源應(yīng)用 —— POS 機(jī)的電源設(shè)計(jì) 15 PWM(Pulse width Modulation)調(diào)制方法 圖 29 所示 為 PWM 調(diào)制方法的工作原理 及其波形示意 圖。這種電路的優(yōu)點(diǎn)是輸出功率大，可達(dá) 1000～ 2020W，它對(duì)開關(guān)器件的耐壓要求也 不高 。但由于 L1 上電壓的幅值為 Ui的一半，與推挽式變換電路相比，欲輸出相同的功率，則開關(guān)器件需要提供兩倍的電流。 圖 26 推挽變換器原理 框 圖 半橋式變換電路 半橋式變換電路的工作方式類似于功率放大器的 OCL 形式，其原理框圖 如圖 27所示。 開關(guān)電源應(yīng)用 —— POS 機(jī)的電源設(shè)計(jì) 13 圖 25 單端正激變換器原理 框 圖 推挽式變換電路 推挽式變換電路的工作方 式與變壓器耦合推挽功率放大電路相似，開關(guān) S1 和 S2輪流導(dǎo)通， 其原理框圖 如圖 26所示。這樣在 S 斷開時(shí)， D3 即導(dǎo)通（這一點(diǎn)靠線圈的同名端 接法保證），使L在 S閉合時(shí)存儲(chǔ)的一部分能量，在 S斷開時(shí)通過 L3 返回給電源。 圖 24 單端反激變換器原理 框 圖 單端正激式變換電路 單端正激式變換電路與單端反激式 電路相似，但工作方式完全不同， 其結(jié)構(gòu)原理框 圖如圖 25所示。與此同時(shí)，整流二極管 D 截止，負(fù)載 RL 中無電 流 ， IL=0； 而當(dāng)開關(guān) S斷開時(shí)， D導(dǎo)通，初級(jí)線圈電感 中儲(chǔ)存的能量通過次級(jí)線圈 Ns 釋放給負(fù)載。 圖 23 BuckBoost 變換器 變壓器耦合式直流變換電路