【正文】 A類功放聲音最為清新透明，具有很高的保真度。 由于集成電路技術(shù)的發(fā)展，原來用分立幾件制作的很復(fù)雜的調(diào)制電路，現(xiàn)在無論在技術(shù)上還是在價(jià)格上均已不成問題。工作時(shí)，靠輸入信號(hào)讓晶體管進(jìn)入飽和狀態(tài)，晶體管相當(dāng)于一個(gè)接通的開關(guān)，把電源與負(fù)載直接接通 *理想晶體管因?yàn)闆]有飽和壓降而不耗電，實(shí)際上晶體管總會(huì)有很小的飽和壓降而消耗部分電能。然而，開關(guān)功能 (也就是產(chǎn)生數(shù)字信號(hào)的功能 )隨著數(shù)字音頻技術(shù)研率的不斷深入，用于 Hi— F1 音頻放大的道路卻口益暢通。 圖 51是 D類功放的基本結(jié)構(gòu)，可分為三個(gè)部分： 20 圖 51 D 類功放的基本結(jié)構(gòu) 第一部分為調(diào)制器，最簡單的只需用一 只運(yùn)放構(gòu)成比較器即可完成。當(dāng)有音頻信號(hào)輸入時(shí)，正半周期間，比較器輸出高電平的時(shí)間比低電乎長，方波的占空比大于 1： 1，負(fù)半周期間，由于還有直流偏置，所以比較器正輸入端的電平還是大于零，但音頻信號(hào)幅度高于三角波幅度的時(shí) 間卻大為減少，方被占空比小于 1： 1。能夠輸出的最大功率由負(fù)載、電源電壓和晶體管允許流過的電流來決定。當(dāng)占空比大于 1： 1的脈沖到來時(shí)， C 的充電時(shí)間大子放電時(shí)間，輸出電平上升；窄脈沖到來時(shí)，放電時(shí)間長，輸出電平下降，正好與原音頻信號(hào)的幅度變化相 — 致，所以原音頻傳號(hào)被恢復(fù)出來，見圖52。另外，整機(jī)的效率全在于管子飽和壓降引起的管耗。 調(diào)制電路也是 D類功放的一個(gè)特殊環(huán)節(jié)。但此時(shí)晶體管的開關(guān)損耗會(huì)隨頻率上升而上升，無源器件小的高頻損耗、射頻的趨膚效應(yīng)都會(huì)使整機(jī)效率下降。 還有一個(gè)與音質(zhì)有很 大關(guān)系的因素就是位于驅(qū)動(dòng)輸出與負(fù)載之間的無源濾波器。如要求更高則需用四階濾波器，這時(shí)成本和匹配等問題都必須加以考慮。但這要求大晶體管具有很大的柵極電容 (CG)。在高輸出功率情況下，功耗和效率主要由傳導(dǎo)損耗決定，而在低輸出功率情況下，功耗主要由開關(guān)損耗決定。 在簡單的保護(hù)方案中，當(dāng)通過一個(gè)片內(nèi)傳感器測量的溫度超過熱關(guān)斷安全閾值時(shí)，輸出級(jí)關(guān)斷，并且一直保持到冷卻下來。如果不經(jīng)核查，這個(gè)電流會(huì)破壞晶體管或外圍 電路。在這個(gè)方案中，如果限流保護(hù)無效，最后的手段是強(qiáng)制關(guān)斷。這個(gè)問題通常通過欠壓封鎖電路來處理，只有當(dāng)電源電 壓大于欠壓封鎖閾值時(shí)才允許輸出級(jí)工作。晶體管的先開后合控制通過在一個(gè)晶體管導(dǎo)通之前強(qiáng)制兩個(gè)晶體管都斷開以防止沖擊電流情況發(fā)生。但不幸的是，它們易于引入到 D 類放大器中，除非當(dāng)放大器靜噪或非靜噪時(shí)特別注意調(diào)制器狀態(tài)、輸出級(jí)時(shí)序和 LC濾波器狀態(tài)。 在 D 類調(diào)制器輸出脈寬中通常對(duì)包含音頻信號(hào)幅度的信息進(jìn)行編碼。 電源抑制 (PSR): 在下圖所示的電路中，電源噪聲幾乎直接耦合到輸出揚(yáng)聲器，具有很小的抑制作用。甚至更壞的情況， THD 趨向于有害音質(zhì)的高階失真。在精心設(shè)計(jì)的閉環(huán) D 類放大器中，可以達(dá)到 PSR 60 dB 和 THD %的高保真音質(zhì)。 為了將 IC 成本減至最低，一些制造商喜歡不使用或使用最少的模擬電路部分。這樣至少會(huì)處理一部分失真源，但不是全部。 兩種 EMI 需要考慮：輻射到空間的信號(hào)和通過揚(yáng)聲器及電源線傳導(dǎo)的信號(hào)。例如，整個(gè) LC濾波器 (包括揚(yáng)聲器接線 )的布局應(yīng)盡可能地緊密，并且保持靠近放大器。通過將環(huán)路面積減至最小可降低環(huán)路中瞬態(tài)的 EMI 影響，意味著儲(chǔ)能電容應(yīng)盡可能靠近晶體管對(duì)它充電。當(dāng)非重疊時(shí)間結(jié)束時(shí)，二極管偏置從正向變?yōu)榉聪?。這很有幫助，因?yàn)?Schottky 二 極管的金屬半導(dǎo)體結(jié)本質(zhì)上不受反向恢復(fù)效應(yīng)的影響。下圖示出一個(gè)差分式二階 LC 濾波器。 圖 55 差分開關(guān)輸出級(jí)和 LC低通濾波器 常見的濾波器設(shè)計(jì)選擇目的是為了在所需要的最高音頻頻率條件下將濾波器響應(yīng)下降減至最小以獲得最低帶寬。 電感器設(shè)計(jì)考慮因素：設(shè)計(jì)或選擇電感器的重要因素包括磁芯的額定電流和形狀，以及繞線電阻。如果繞線匝數(shù)很多，與總繞線長度相關(guān)的電阻很重要。 系統(tǒng)成本 D類放大器的有源器件是開關(guān)輸出級(jí)和調(diào)制器。 D類集成電路放大器可采用比模擬線性放大器尺寸小和成本低的封裝。 LC 濾波器的元器件，尤其是電感器，占用 PCB 面積并且增加成本。即使是忽略成本方面的考慮， LC 濾波器占用的 PCB 面積也是小型應(yīng)用中的一個(gè)問題。盡管使用正弦波進(jìn)行測量比較方便，但這樣的測量結(jié)果卻是放大器在最壞情況下的熱負(fù)載。圖 56所示為 時(shí)域內(nèi)音頻信號(hào)和正弦波的波形圖，給出了采用示波器測量兩者 RMS 值的結(jié)果。因此，測量系統(tǒng)的熱性能時(shí)，最好使用實(shí)際音頻信號(hào)而非正弦波作為信號(hào)源。對(duì)底部有裸露焊盤的封裝來說， PCB及其敷銅層是 D 類放大器主要的散熱渠道。敷銅走線應(yīng)盡可能寬，因?yàn)檫@將影響到系統(tǒng)的整體散熱性能。 盡量加寬所有與器件的連線，這將有益于改善系統(tǒng)的散熱性能。雖然對(duì)整體熱性能的改善不到 10%，但這樣的改善卻 會(huì)給系統(tǒng)帶來兩種截然不同的結(jié)果 即使系統(tǒng)具備較理想的散熱或出現(xiàn)較嚴(yán)重的發(fā)熱。采用底部的裸露30 焊盤后， PCB底部往往是熱阻最低的散熱通道。 當(dāng) D 類放大器工作在較高環(huán)境溫度下，可能需要如圖示的 SMT 散熱片 圖 59 SMT 散熱片 4． 負(fù)載阻抗 D 類放大器 MOSFET 輸出級(jí)的導(dǎo)通電阻會(huì)影響它的效率和峰值電流能力。電源電壓大于等于 8V 時(shí)， 4的負(fù)載電流將達(dá)到 2A，相 應(yīng)的最大連續(xù)輸出功率為 8W。雖然大多數(shù)揚(yáng)聲器的阻抗都采用 4或 8，但也可采用其他阻抗的揚(yáng)聲器實(shí)現(xiàn)更高效的散熱。在大部分音頻帶寬內(nèi)，阻抗都會(huì)大于其標(biāo)稱值，如圖 511 示。 8 阻抗、 13cm 口徑揚(yáng)聲器的阻抗隨頻率改變而急劇變化。 D 類功放電路分析與計(jì)算 脈寬調(diào)制器（ PWM） 1． 方案論證與比較 方案一：可選用專用的脈寬調(diào)制集成塊，但通常有電源電壓的限制，不利于本題發(fā)揮部分的實(shí)現(xiàn) 方案二：采用圖 512 所示方式來實(shí)現(xiàn)。 TLC4502 不僅具有較寬的頻帶，而且可以在較低的電壓下滿幅輸出，既保證能產(chǎn)生線性良好的三角波，而且可達(dá)到發(fā)揮部分對(duì)功放在低電壓下正常工作的要求。 選定工作頻率為 f=150kh，并選 R7+R6=20kΩ，則電容 C3 的計(jì)算過程如下：對(duì)電容的恒流充電或放電電流為 I=()/R7+R6=(R7+R6) 則電容兩端最大電壓值為 33 167404 )( 14 TRRCIdCV T tc ??? ? 其中 T1 為半周期， T1 =T/2=1/2f。 出于三角波 V PP_ =2v，所以要求音頻信號(hào)的 V PP_ 不 能大于 2v，否則會(huì)使功 放產(chǎn)生失真。 因此必須對(duì)輸入的音頻信號(hào)進(jìn)行前置放 大，其增益應(yīng)大干 5。 圖 515 前置放大器 電路 考慮到前置放大器的最大不失真輸出電壓的幅值 Vom 2． 5v，取 Vom = V，則要求輸入的音頻最大幅度 Vim ( Vom / AV )=2/8=250mv。 驅(qū)動(dòng)電路晶體三極管選用 2SC8050 和 2SA8550 對(duì)管。此方式可充分利用電源電壓，浮動(dòng)輸出載波的峰 — 峰值可達(dá) 10 v，有效地提高了輸出功率，且能達(dá)到題目所有指標(biāo)要求，改選用此輸出電路形式。 方案 二：選用 VMOSFET 管。根據(jù)開關(guān)控制規(guī)律的不同，橋式電路的 PWM 輸出可分為雙極性 PWM 與單極性 PWM。 圖 520 雙極性 PWM 占空比為 50%波形 圖 521 雙極性 PWM 占空比變化與濾波后波形 ③． 單極性 PWM H橋式電路輸出的兩路 PWM 波是同相的， 圖 522所示為 50%占空比，輸入為零的情況， PWM1與 PWM2 的相位差為零。 H 橋式電路輸出 PWM波的極性不同，會(huì)對(duì)濾波器輸出產(chǎn)生影響。 在阻抗分別為 2Ω、 4Ω、 8Ω、 16Ω、 32Ω、空載等情況下，雙極性 PWM與單極性 PWM經(jīng) LC濾波后的 20～ 20kHz 幅頻特性曲線對(duì)比如 圖 527。 因輸出功率稍大于 l w，屬小功率輸出，可選用功率相對(duì)較小、輸入電容較小、容易快速驅(qū)動(dòng)的對(duì)管， IRFDl20 和 IRFD9120 VMOS 對(duì)管的參數(shù)能夠滿足上述要求，故采用之。 缺點(diǎn)是負(fù)載上的高頻載波電壓得不到充分衰減。 41 圖 529 低通濾波器頻率特性 圖 530與 圖 531為 PWM 濾波前后的時(shí)域與頻域分析。低通濾波器按照組成元件通?？煞譃?LC、 RC型， RC又可分為無源與有源型，低通濾波器的比較如 表 52所示 42 圖 532 數(shù)字功放中低通濾波器位置及作用 表 52 低通濾波器的比較 以二階 LC低通濾波器為例，其拉普拉斯變換為： 在 LC 低通濾波器中，負(fù)載電阻 RL 是影響 Q值的一個(gè)變量，負(fù)載電阻的變化將影響頻率響應(yīng)曲線， 圖 533所示為負(fù)載電阻為 4 歐姆所設(shè)計(jì)的 LC 參數(shù)，頻響曲線平坦，對(duì)于 8 歐姆與 2 歐姆負(fù)載，在 20kHz 處的幅度分別有 2db 的抬升與 4dB 的下降。 MAX9703/MAX9704提供兩種調(diào)制方案：固定頻率模式 (FFM)與擴(kuò)頻模式 (SSM)，SSM模式降低了調(diào)制頻率產(chǎn)生的 EMI輻射。 MAX9703 提供 32 引腳TQFN(5mm x 5mm x )封裝， MAX9704采用 32引腳 TQFN(7mm x 7mm x )封裝。 MAX9703/MAX9704的應(yīng)用與： LCD TV 、 LCD監(jiān)視器、臺(tái)式 PC、 LCD放映機(jī)、免提式車載電話適配器、 汽車電子。獨(dú)特的無濾波調(diào)制方案以及擴(kuò)頻切換模式構(gòu)成了一個(gè)緊湊、靈活、低噪聲、高效率的音頻功率放大器。當(dāng)三角波輸入幅度超出相應(yīng)的比較器輸入電壓時(shí)，比較器的輸出翻轉(zhuǎn)。 45 理論上線性放大器的最佳效率為 78%，不過該效率僅出現(xiàn)在輸出功率的峰值處。傳統(tǒng)的 PWM結(jié)構(gòu)采用較大的差分輸出擺幅 (2 x VDD峰 峰值 )，造成紋波電流過大。 由于 MAX9703/MAX9704的輸出頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出了大多數(shù)揚(yáng)聲器的帶寬，由方波頻率引起的音頻線圈的偏移非常小。典型的 8?揚(yáng)聲器等效串聯(lián)電感在 30181。H時(shí)可以獲得最佳效率。不46 要用 VREG作為系統(tǒng)周圍元件的 6V電源。例如，在 AB類器件中， 8mV的直流失調(diào)電壓通過 8?負(fù)載會(huì)額外消耗 1mA的電流。W/(VDD/100 x η )，只有幾個(gè)微安。W的額外功率。 3. 輸出失調(diào) 與 AB類放大器不同的是， D類放大器在加上負(fù)載后其輸出失調(diào)電壓不會(huì)明顯增大靜態(tài)電流。 MAX9703/MAX9704的 REG輸出為 MAX9703/MAX9704的邏輯控制引腳 (G_, FS_)提供邏輯高電平電壓，從而簡化了系統(tǒng)設(shè)計(jì)，并降低了系統(tǒng)成本。H范圍內(nèi)。為獲得最佳效果，可以用一個(gè)等效串聯(lián)電感大于 30181。 MAX9703/MAX9704不需要輸出濾波器，而是利用揚(yáng)聲器線圈自身的電感和揚(yáng)聲器與人耳的天然濾波作用，從方波輸出中恢復(fù)音頻成分。 圖 61 MAX9704 效率與 AB 類效率的對(duì)比 應(yīng)用信息 1. 無濾波工作 傳統(tǒng)的 D類放大器需要輸出濾波器，從放大器的 PWM輸出恢復(fù)音頻信號(hào)。在 D類放大器中，輸出晶體管用作電流調(diào)整開關(guān)，消耗的額外功率可以忽略不計(jì)。該器件也可以配置為單端輸入放大器。 MAX9703是單聲道放大器， MAX9704是立體聲放大器。 C至 +85176。 MAX9703/MAX9704具有 80dB的高 PSRR， %的低 THD+N，以及超過 95dB的 SNR。這兩款器件采用了 D類結(jié)構(gòu)，提供 15W功率時(shí)效率高達(dá) 78%。 圖 530 PWM 濾波前后的時(shí)域波形 圖 531 PWM 濾波前后的頻譜分布 根據(jù)組成低通濾波器的元件與結(jié)構(gòu)不同，低通濾波效果與應(yīng)用方面不盡相同。 2． 低通濾波 采用開關(guān)放大技術(shù)的數(shù)字功放工作原理與模擬功放完全不同，其開關(guān)功率級(jí)輸出的高頻 PWM信號(hào)中包含有音頻信號(hào)。 互補(bǔ) PWM開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)交替開啟 Q5 和 Q8或 Q6 和 Q7，分別經(jīng)兩個(gè) 4 階 Butterworth 濾波器濾波后推動(dòng)喇叭工作。 (a)雙極性 PWM (b) 單極性 PWM 圖 527 不同阻抗幅頻特性曲線 40 ⑤． 總結(jié) 數(shù)字功放 H 橋式輸出電路的兩類 PWM可分為雙極性與單極性；單極性 PWM具有高頻噪聲低，電磁干擾小， 4Ω以上阻抗幅頻特性平直， 10kHz～ 20kHz 輸出電壓抬升小等優(yōu)點(diǎn)，所反映出的負(fù)載阻抗變化敏感性小，特別適合負(fù)載變化較大的應(yīng)用場合，如公共廣播定壓輸出功放；在較低負(fù)載阻抗時(shí)，采用雙極性 PWM 可以得到更大范圍的頻率響應(yīng)。相關(guān)參數(shù)如下： PWM 頻率： 350～ 400kHz；音頻信號(hào)： 1kHz；負(fù)載： 8Ω純電阻； L L2： 15μ H； CC2 ： F。 38 圖 522 單極性 PWM 占空比為 50%波形 圖 523 單極性 PWM 占空比變化與濾波后波形 ④． LC 濾波特性 為了從 PWM 波中恢復(fù)音頻信號(hào)，要采用 LC元件對(duì) PWM 進(jìn)行濾波， LC 參數(shù)要根據(jù)負(fù)載阻抗、 PWM頻率、音頻帶寬、高頻噪聲等因素進(jìn)行設(shè)計(jì)。 PWM1與 PWM2 都是低電平為零，高電平為 VCC 的方波， PWM1 與 PWM2 形成的差動(dòng)信號(hào)則是低電平為 VCC，高電平為 VCC 的方波