【正文】 A類功放聲音最為清新透明，具有很高的保真度。 由于集成電路技術的發(fā)展，原來用分立幾件制作的很復雜的調制電路，現(xiàn)在無論在技術上還是在價格上均已不成問題。工作時，靠輸入信號讓晶體管進入飽和狀態(tài)，晶體管相當于一個接通的開關，把電源與負載直接接通 *理想晶體管因為沒有飽和壓降而不耗電，實際上晶體管總會有很小的飽和壓降而消耗部分電能。然而，開關功能 (也就是產生數(shù)字信號的功能 )隨著數(shù)字音頻技術研率的不斷深入，用于 Hi— F1 音頻放大的道路卻口益暢通。 圖 51是 D類功放的基本結構，可分為三個部分： 20 圖 51 D 類功放的基本結構 第一部分為調制器，最簡單的只需用一 只運放構成比較器即可完成。當有音頻信號輸入時，正半周期間，比較器輸出高電平的時間比低電乎長，方波的占空比大于 1： 1，負半周期間，由于還有直流偏置，所以比較器正輸入端的電平還是大于零，但音頻信號幅度高于三角波幅度的時 間卻大為減少，方被占空比小于 1： 1。能夠輸出的最大功率由負載、電源電壓和晶體管允許流過的電流來決定。當占空比大于 1： 1的脈沖到來時， C 的充電時間大子放電時間，輸出電平上升；窄脈沖到來時，放電時間長，輸出電平下降，正好與原音頻信號的幅度變化相 — 致，所以原音頻傳號被恢復出來，見圖52。另外，整機的效率全在于管子飽和壓降引起的管耗。 調制電路也是 D類功放的一個特殊環(huán)節(jié)。但此時晶體管的開關損耗會隨頻率上升而上升，無源器件小的高頻損耗、射頻的趨膚效應都會使整機效率下降。 還有一個與音質有很 大關系的因素就是位于驅動輸出與負載之間的無源濾波器。如要求更高則需用四階濾波器，這時成本和匹配等問題都必須加以考慮。但這要求大晶體管具有很大的柵極電容 (CG)。在高輸出功率情況下，功耗和效率主要由傳導損耗決定，而在低輸出功率情況下，功耗主要由開關損耗決定。 在簡單的保護方案中，當通過一個片內傳感器測量的溫度超過熱關斷安全閾值時，輸出級關斷，并且一直保持到冷卻下來。如果不經核查，這個電流會破壞晶體管或外圍 電路。在這個方案中，如果限流保護無效，最后的手段是強制關斷。這個問題通常通過欠壓封鎖電路來處理，只有當電源電 壓大于欠壓封鎖閾值時才允許輸出級工作。晶體管的先開后合控制通過在一個晶體管導通之前強制兩個晶體管都斷開以防止沖擊電流情況發(fā)生。但不幸的是，它們易于引入到 D 類放大器中，除非當放大器靜噪或非靜噪時特別注意調制器狀態(tài)、輸出級時序和 LC濾波器狀態(tài)。 在 D 類調制器輸出脈寬中通常對包含音頻信號幅度的信息進行編碼。 電源抑制 (PSR): 在下圖所示的電路中，電源噪聲幾乎直接耦合到輸出揚聲器，具有很小的抑制作用。甚至更壞的情況， THD 趨向于有害音質的高階失真。在精心設計的閉環(huán) D 類放大器中，可以達到 PSR 60 dB 和 THD %的高保真音質。 為了將 IC 成本減至最低，一些制造商喜歡不使用或使用最少的模擬電路部分。這樣至少會處理一部分失真源，但不是全部。 兩種 EMI 需要考慮：輻射到空間的信號和通過揚聲器及電源線傳導的信號。例如，整個 LC濾波器 (包括揚聲器接線 )的布局應盡可能地緊密，并且保持靠近放大器。通過將環(huán)路面積減至最小可降低環(huán)路中瞬態(tài)的 EMI 影響，意味著儲能電容應盡可能靠近晶體管對它充電。當非重疊時間結束時，二極管偏置從正向變?yōu)榉聪颉＿@很有幫助，因為 Schottky 二 極管的金屬半導體結本質上不受反向恢復效應的影響。下圖示出一個差分式二階 LC 濾波器。 圖 55 差分開關輸出級和 LC低通濾波器 常見的濾波器設計選擇目的是為了在所需要的最高音頻頻率條件下將濾波器響應下降減至最小以獲得最低帶寬。 電感器設計考慮因素：設計或選擇電感器的重要因素包括磁芯的額定電流和形狀，以及繞線電阻。如果繞線匝數(shù)很多，與總繞線長度相關的電阻很重要。 系統(tǒng)成本 D類放大器的有源器件是開關輸出級和調制器。 D類集成電路放大器可采用比模擬線性放大器尺寸小和成本低的封裝。 LC 濾波器的元器件，尤其是電感器，占用 PCB 面積并且增加成本。即使是忽略成本方面的考慮， LC 濾波器占用的 PCB 面積也是小型應用中的一個問題。盡管使用正弦波進行測量比較方便，但這樣的測量結果卻是放大器在最壞情況下的熱負載。圖 56所示為 時域內音頻信號和正弦波的波形圖，給出了采用示波器測量兩者 RMS 值的結果。因此，測量系統(tǒng)的熱性能時，最好使用實際音頻信號而非正弦波作為信號源。對底部有裸露焊盤的封裝來說， PCB及其敷銅層是 D 類放大器主要的散熱渠道。敷銅走線應盡可能寬，因為這將影響到系統(tǒng)的整體散熱性能。 盡量加寬所有與器件的連線，這將有益于改善系統(tǒng)的散熱性能。雖然對整體熱性能的改善不到 10%，但這樣的改善卻 會給系統(tǒng)帶來兩種截然不同的結果 即使系統(tǒng)具備較理想的散熱或出現(xiàn)較嚴重的發(fā)熱。采用底部的裸露30 焊盤后， PCB底部往往是熱阻最低的散熱通道。 當 D 類放大器工作在較高環(huán)境溫度下，可能需要如圖示的 SMT 散熱片 圖 59 SMT 散熱片 4． 負載阻抗 D 類放大器 MOSFET 輸出級的導通電阻會影響它的效率和峰值電流能力。電源電壓大于等于 8V 時， 4的負載電流將達到 2A，相 應的最大連續(xù)輸出功率為 8W。雖然大多數(shù)揚聲器的阻抗都采用 4或 8，但也可采用其他阻抗的揚聲器實現(xiàn)更高效的散熱。在大部分音頻帶寬內，阻抗都會大于其標稱值，如圖 511 示。 8 阻抗、 13cm 口徑揚聲器的阻抗隨頻率改變而急劇變化。 D 類功放電路分析與計算 脈寬調制器（ PWM） 1． 方案論證與比較 方案一：可選用專用的脈寬調制集成塊，但通常有電源電壓的限制，不利于本題發(fā)揮部分的實現(xiàn) 方案二：采用圖 512 所示方式來實現(xiàn)。 TLC4502 不僅具有較寬的頻帶，而且可以在較低的電壓下滿幅輸出，既保證能產生線性良好的三角波，而且可達到發(fā)揮部分對功放在低電壓下正常工作的要求。 選定工作頻率為 f=150kh，并選 R7+R6=20kΩ，則電容 C3 的計算過程如下：對電容的恒流充電或放電電流為 I=()/R7+R6=(R7+R6) 則電容兩端最大電壓值為 33 167404 )( 14 TRRCIdCV T tc ??? ? 其中 T1 為半周期， T1 =T/2=1/2f。 出于三角波 V PP_ =2v，所以要求音頻信號的 V PP_ 不 能大于 2v，否則會使功 放產生失真。 因此必須對輸入的音頻信號進行前置放 大，其增益應大干 5。 圖 515 前置放大器 電路 考慮到前置放大器的最大不失真輸出電壓的幅值 Vom 2． 5v，取 Vom = V，則要求輸入的音頻最大幅度 Vim ( Vom / AV )=2/8=250mv。 驅動電路晶體三極管選用 2SC8050 和 2SA8550 對管。此方式可充分利用電源電壓，浮動輸出載波的峰 — 峰值可達 10 v，有效地提高了輸出功率，且能達到題目所有指標要求，改選用此輸出電路形式。 方案 二：選用 VMOSFET 管。根據開關控制規(guī)律的不同，橋式電路的 PWM 輸出可分為雙極性 PWM 與單極性 PWM。 圖 520 雙極性 PWM 占空比為 50%波形 圖 521 雙極性 PWM 占空比變化與濾波后波形 ③． 單極性 PWM H橋式電路輸出的兩路 PWM 波是同相的， 圖 522所示為 50%占空比，輸入為零的情況， PWM1與 PWM2 的相位差為零。 H 橋式電路輸出 PWM波的極性不同，會對濾波器輸出產生影響。 在阻抗分別為 2Ω、 4Ω、 8Ω、 16Ω、 32Ω、空載等情況下，雙極性 PWM與單極性 PWM經 LC濾波后的 20～ 20kHz 幅頻特性曲線對比如 圖 527。 因輸出功率稍大于 l w，屬小功率輸出，可選用功率相對較小、輸入電容較小、容易快速驅動的對管， IRFDl20 和 IRFD9120 VMOS 對管的參數(shù)能夠滿足上述要求，故采用之。 缺點是負載上的高頻載波電壓得不到充分衰減。 41 圖 529 低通濾波器頻率特性 圖 530與 圖 531為 PWM 濾波前后的時域與頻域分析。低通濾波器按照組成元件通?？煞譃?LC、 RC型， RC又可分為無源與有源型，低通濾波器的比較如 表 52所示 42 圖 532 數(shù)字功放中低通濾波器位置及作用 表 52 低通濾波器的比較 以二階 LC低通濾波器為例，其拉普拉斯變換為： 在 LC 低通濾波器中，負載電阻 RL 是影響 Q值的一個變量，負載電阻的變化將影響頻率響應曲線， 圖 533所示為負載電阻為 4 歐姆所設計的 LC 參數(shù)，頻響曲線平坦，對于 8 歐姆與 2 歐姆負載，在 20kHz 處的幅度分別有 2db 的抬升與 4dB 的下降。 MAX9703/MAX9704提供兩種調制方案：固定頻率模式 (FFM)與擴頻模式 (SSM)，SSM模式降低了調制頻率產生的 EMI輻射。 MAX9703 提供 32 引腳TQFN(5mm x 5mm x )封裝， MAX9704采用 32引腳 TQFN(7mm x 7mm x )封裝。 MAX9703/MAX9704的應用與： LCD TV 、 LCD監(jiān)視器、臺式 PC、 LCD放映機、免提式車載電話適配器、 汽車電子。獨特的無濾波調制方案以及擴頻切換模式構成了一個緊湊、靈活、低噪聲、高效率的音頻功率放大器。當三角波輸入幅度超出相應的比較器輸入電壓時，比較器的輸出翻轉。 45 理論上線性放大器的最佳效率為 78%，不過該效率僅出現(xiàn)在輸出功率的峰值處。傳統(tǒng)的 PWM結構采用較大的差分輸出擺幅 (2 x VDD峰 峰值 )，造成紋波電流過大。 由于 MAX9703/MAX9704的輸出頻率遠遠超出了大多數(shù)揚聲器的帶寬，由方波頻率引起的音頻線圈的偏移非常小。典型的 8?揚聲器等效串聯(lián)電感在 30181。H時可以獲得最佳效率。不46 要用 VREG作為系統(tǒng)周圍元件的 6V電源。例如，在 AB類器件中， 8mV的直流失調電壓通過 8?負載會額外消耗 1mA的電流。W/(VDD/100 x η )，只有幾個微安。W的額外功率。 3. 輸出失調 與 AB類放大器不同的是， D類放大器在加上負載后其輸出失調電壓不會明顯增大靜態(tài)電流。 MAX9703/MAX9704的 REG輸出為 MAX9703/MAX9704的邏輯控制引腳 (G_, FS_)提供邏輯高電平電壓，從而簡化了系統(tǒng)設計，并降低了系統(tǒng)成本。H范圍內。為獲得最佳效果，可以用一個等效串聯(lián)電感大于 30181。 MAX9703/MAX9704不需要輸出濾波器，而是利用揚聲器線圈自身的電感和揚聲器與人耳的天然濾波作用，從方波輸出中恢復音頻成分。 圖 61 MAX9704 效率與 AB 類效率的對比 應用信息 1. 無濾波工作 傳統(tǒng)的 D類放大器需要輸出濾波器，從放大器的 PWM輸出恢復音頻信號。在 D類放大器中，輸出晶體管用作電流調整開關，消耗的額外功率可以忽略不計。該器件也可以配置為單端輸入放大器。 MAX9703是單聲道放大器， MAX9704是立體聲放大器。 C至 +85176。 MAX9703/MAX9704具有 80dB的高 PSRR， %的低 THD+N，以及超過 95dB的 SNR。這兩款器件采用了 D類結構，提供 15W功率時效率高達 78%。 圖 530 PWM 濾波前后的時域波形 圖 531 PWM 濾波前后的頻譜分布 根據組成低通濾波器的元件與結構不同，低通濾波效果與應用方面不盡相同。 2． 低通濾波 采用開關放大技術的數(shù)字功放工作原理與模擬功放完全不同，其開關功率級輸出的高頻 PWM信號中包含有音頻信號。 互補 PWM開關驅動信號交替開啟 Q5 和 Q8或 Q6 和 Q7，分別經兩個 4 階 Butterworth 濾波器濾波后推動喇叭工作。 (a)雙極性 PWM (b) 單極性 PWM 圖 527 不同阻抗幅頻特性曲線 40 ⑤． 總結 數(shù)字功放 H 橋式輸出電路的兩類 PWM可分為雙極性與單極性；單極性 PWM具有高頻噪聲低，電磁干擾小， 4Ω以上阻抗幅頻特性平直， 10kHz～ 20kHz 輸出電壓抬升小等優(yōu)點，所反映出的負載阻抗變化敏感性小，特別適合負載變化較大的應用場合，如公共廣播定壓輸出功放；在較低負載阻抗時，采用雙極性 PWM 可以得到更大范圍的頻率響應。相關參數(shù)如下： PWM 頻率： 350～ 400kHz；音頻信號： 1kHz；負載： 8Ω純電阻； L L2： 15μ H； CC2 ： F。 38 圖 522 單極性 PWM 占空比為 50%波形 圖 523 單極性 PWM 占空比變化與濾波后波形 ④． LC 濾波特性 為了從 PWM 波中恢復音頻信號，要采用 LC元件對 PWM 進行濾波， LC 參數(shù)要根據負載阻抗、 PWM頻率、音頻帶寬、高頻噪聲等因素進行設計。 PWM1與 PWM2 都是低電平為零，高電平為 VCC 的方波， PWM1 與 PWM2 形成的差動信號則是低電平為 VCC，高電平為 VCC 的方波