【正文】 MOS 管的簡(jiǎn)化噪聲模型 晶體管實(shí)際上是一個(gè)可控的電阻。根據(jù) Nyquist的定義，噪聲均方電壓或電流的表達(dá)式為 [2]： BRkTIn 142 ? () kTRBDn 42 ? () 式中 k 為波爾茲曼常數(shù)， KJk /103 8 23??? ， T 為絕對(duì)溫度，室溫下為 290K， B 為帶寬。 熱噪聲 R ( 有 噪 )R ( 無 噪 )R ( 無 噪 )2nD2nI 圖 21 電阻的熱噪聲及其等效電路 熱噪聲是導(dǎo)體中電荷載流子 (電子、空穴 )無序熱運(yùn)動(dòng)所產(chǎn)生的噪聲。有噪系統(tǒng)的噪聲系數(shù)均大于 1。一般采用噪聲電壓或噪聲電流的平均值、方差、功率普密度來描述。第三章主要論述線性度的基本理論。另外，從總體上來說， CMOS 器件的噪聲特性比雙極型器件 (Bipolar)或 GaAs 器件的噪聲特性差，因此，對(duì)于 CMOS 低噪 聲放大器的設(shè)計(jì)，噪聲性能的優(yōu)化更是設(shè)計(jì)的重點(diǎn)和難點(diǎn)。 南京郵電大學(xué) 2020 屆本科生畢業(yè)設(shè)計(jì) 4 第二章 射頻電路噪聲理論和線性度分析 評(píng)價(jià)一個(gè)射頻系統(tǒng)的性能優(yōu)劣時(shí)，兩個(gè)很重要的指標(biāo)是噪聲系數(shù)和非線性失真。在 LNA 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的分析中，得出了一系列的設(shè)計(jì)方程，使用 Matlab 工具，則可以從仿真圖中得出了最佳的寬長(zhǎng)比 (W/L)。在這一章節(jié)中，也 說明 了 LNA 的線性度計(jì)算方法。 第二章 列出 射頻電路噪聲理論和線性度分析。為了減小漏電流三階頻率項(xiàng)，提出消除三階項(xiàng)的偏置電路等等。為了獲得較好的性能指標(biāo)，一般采用提高電路中各元器件的靜態(tài)工作點(diǎn)，以犧牲功耗來實(shí)現(xiàn)高性能。 隨著特征尺寸的不斷縮小， MOS 晶體管的截止頻率得到了提高，從而可以較為容易地實(shí)現(xiàn)較高工作頻率的射頻集成電路和提高、改善 LNA 電路中的各種指標(biāo)。CMOS 射頻集成電路面臨的主要問題就是無法得到高品質(zhì)因數(shù) (Q)的無源器件。 但是，目前仍然有許多問題需要研究和解決，尤其是射頻 MOS 管的建模問題以及高性能電感的實(shí)現(xiàn)。低噪聲放大器是射頻接收機(jī)中的一個(gè)關(guān)鍵，它位于接收機(jī)系統(tǒng)的第一級(jí)，決定著接收機(jī)系統(tǒng)的整體噪聲系數(shù)。一個(gè)完整的射頻收發(fā)系統(tǒng)包括 RF 前端和基帶處理部分， RF前端又稱作 接收 器，它決定著整個(gè)系統(tǒng)的基本性能指標(biāo)，如誤碼率、發(fā)射功率、信道的抗干擾能力等。 射頻接收機(jī)通常有四種結(jié)構(gòu)：超外差結(jié)構(gòu)、直接變頻結(jié)構(gòu)、寬中頻變頻結(jié)構(gòu)、和低中頻變頻結(jié)構(gòu)。重要的是，只有采用硅 CMOS 工藝 才 能最終實(shí)現(xiàn)單片集成。這種潛在的市場(chǎng)造成了對(duì)射頻集成電路的巨大需求。整個(gè)電路工作 在 1V 電源 下，消耗的電流 為 ，總的功耗為 。 另外，為了改善射頻集成電路的器件參數(shù)選擇的靈活性，在第四章中 使用 了一種差分結(jié)構(gòu)。 為了實(shí)現(xiàn)低電壓、 低 噪聲、高線性度的設(shè)計(jì)指標(biāo)， 在本文中 使用 了三種 設(shè)計(jì) 技術(shù)。，以電池作為電源的電子產(chǎn)品得到廣泛使用，迫切要求采用低電壓的模擬電路來降低功耗，所以 低電壓、低功耗模擬電路設(shè)計(jì)技術(shù)正成為研究的熱點(diǎn)。第一 ，本文以大量的篇幅推導(dǎo)出了一個(gè)理想化的噪聲結(jié)論，并 使用 Matlab 分析了基于功耗限制的噪聲系數(shù)，取得最優(yōu)化的晶體管尺寸。 所 設(shè)計(jì) 的電路 用 CHARTER 公司 CMOS 工藝技術(shù)實(shí)現(xiàn)，并 使用 Cadence 的 spectre RF 工具 進(jìn)行仿真 分析 。 所有仿真的技術(shù)指標(biāo) 達(dá) 到設(shè)計(jì)要求。原來的混合電 路由于不能滿足低成本 、低功耗和高集成度的要求，而必然要被集成度越來越高的集成電路所取代，并最終形成單片射頻收發(fā)機(jī)芯片。因此， CMOS 射頻集成電路是未來的發(fā)展趨勢(shì) [1]。這四種結(jié)構(gòu)各有優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)，接收機(jī)的結(jié)構(gòu)由系統(tǒng)指標(biāo)決定，包括系統(tǒng)工作頻率、接收機(jī)動(dòng)態(tài)范圍、功耗和集成度等。而低噪聲放大器 (LNA)是 RF 前端的最前端，它直接感應(yīng)天線接收到的微弱 信號(hào)，并對(duì)其放大，然后傳遞給后級(jí)進(jìn)行處理，是整個(gè)接收通道最 為 關(guān)鍵的模塊之一。在 CMOS 射頻接收前端，低噪聲放大器大約占前端功耗的一半左右，由于低功耗和低噪聲是一對(duì)矛盾，在設(shè)計(jì)時(shí)需要權(quán)衡考慮 [3]。一方面是 MOS 管、片上電感、電容、襯底的寄生參數(shù)的提取問題，另一方面是這些參數(shù)隨偏置條件和特征尺寸的縮小而變化的問題。片上電感Q 值與電感面積成比例關(guān)系，在面積受限的情況下，大幅提高 Q 值尚有一定的困難 [1,2,4]。然而，特征南京郵電大學(xué) 2020 屆本科生畢業(yè)設(shè)計(jì) 3 尺寸的縮小卻會(huì)帶來其他方面的問題，例如隨著柵長(zhǎng)的縮小，溝道的電場(chǎng)場(chǎng)強(qiáng)增強(qiáng)，漏端電流噪聲增大等等 [1,2]。 本文研究的 LNA 電路可以應(yīng)用于無線局域網(wǎng) (WLNA)和藍(lán)牙技術(shù)。 電路中的各個(gè)指標(biāo)都是相互制約的，一個(gè)指標(biāo) 得到提高 ，其它指標(biāo)都會(huì)有所減小。作為接收通道的射頻前端，低噪聲放人器的噪聲性能決定著整個(gè)通路的噪聲特性，進(jìn)而決定了接收機(jī)的靈敏度。 第三章首先介紹了 LNA 的設(shè)計(jì)指標(biāo)。本章中也 簡(jiǎn)單說明 了 一種 恒跨導(dǎo) 的偏置電路設(shè)計(jì)。 在本章中，將會(huì)以大量的篇幅來論述經(jīng)典的噪聲理論基礎(chǔ)。為了進(jìn)一步優(yōu)化低噪聲放大器的噪聲系數(shù)，有必要深刻理解各元件的噪聲產(chǎn)生機(jī)理，并精確的模擬電路中各元件產(chǎn)生的噪聲，估計(jì)系統(tǒng)的輸出端噪聲，這對(duì)電路的設(shè)計(jì)也是十分重要的。 噪聲的表示方法 噪聲是一種隨機(jī)變量，它來源于射頻系統(tǒng)中的各元器件。 有噪系統(tǒng)的噪聲性能可用噪聲系數(shù)的大小來衡量。 本文研究的 器件噪聲類型 在射頻集成電 路的設(shè)計(jì)中使用到的電子器件有電阻、電感、電容、晶體管 (包括雙極型晶體管和場(chǎng)效應(yīng)晶體管 )等。由于幾 乎沒有絕對(duì)零度的環(huán)境，因而導(dǎo)體中的熱噪聲無法避免。當(dāng)負(fù)載與信號(hào)源內(nèi)阻匹配時(shí)，負(fù)載能夠得到噪聲的最大輸出功率。尤其是 MOSFET，在強(qiáng)反型區(qū)，表面溝道就是一個(gè)電阻，且溝道電流主要是由偏移電流構(gòu)成。 Van der Ziel 考慮了溝道的分布特性提出了兩個(gè)噪聲源來表征的模型 [1]。柵噪聲電流的均方值為： BgkTi gng ?42 ? () 0225 dgsg gCg ?? () 式中 δ 為柵噪聲系數(shù)，約為 4/3。在研究MOS 管的噪聲時(shí)，可以忽略其它噪聲的影響。二端口網(wǎng)絡(luò)由一個(gè)導(dǎo)納為 sY 及等效的并聯(lián)噪聲電流源 2ni 構(gòu)成的噪聲源驅(qū)動(dòng)。 由式 ()知，一旦一個(gè)給定的二端口網(wǎng)絡(luò)的噪聲特性己用它的四個(gè)噪聲參數(shù)（ cG 、cB 、 nR 和 uG ）表示，那么就可以求出使噪聲因子達(dá)到最小的一般條件。從式 ()可以看出，它表示的是一個(gè)恒噪聲系數(shù)曲線，或者稱為恒噪聲系數(shù)圓。但是噪聲系數(shù)不僅僅與系統(tǒng)內(nèi)部噪聲有關(guān)，還與其源端的輸入噪聲有關(guān)，即與信號(hào)源內(nèi)阻和信號(hào)源噪聲溫度有關(guān)。由 MOS 噪聲模型這一節(jié)可知， MOS 晶體管的漏端溝道電流熱噪聲和柵噪聲是主要考慮的噪聲源。由此可以把柵極噪聲拆成兩項(xiàng)， ? ? ? ?BcgkTBcgkTiii ggngungg 2222 144 ????? ?? () 式中， ngci 與 ndi 完全相關(guān)，相關(guān)系數(shù)為ｃ， ngui 與 ndi 完全不相關(guān)。從式 ()可以知道，最小噪聲 minF 也會(huì)隨著 T? 的不斷提高而降低。以上的推導(dǎo)中，忽略了 MOS 的柵極阻抗噪聲、襯底噪聲及其它噪聲。 在放大或其他電路中，電子器 件的內(nèi)部噪聲起著重要作用。 晶體管放大級(jí)的噪聲系數(shù) nF 和晶體管的直流工作點(diǎn)有著一定的關(guān)系。當(dāng)存在著最佳信號(hào)源內(nèi)阻 soptZ 時(shí) ，放大器的噪聲系數(shù)最小。接收機(jī)或放大器的寬度增大時(shí)，接收機(jī)或放大器的各種南京郵電大學(xué) 2020 屆本科生畢業(yè)設(shè)計(jì) 14 內(nèi)部噪聲也增大。共柵電路的隔離度較好，所以，共源共柵電路得到了廣泛的應(yīng)用。常用 1dB 壓縮點(diǎn)和三階交調(diào)點(diǎn)來描述電路的線性度。但是，在實(shí)際的使用中，由于 MOS 管存在著很多其它難以消 除、簡(jiǎn)化的效應(yīng)，對(duì)輸出端漏極電流進(jìn)行傅立葉變換，將會(huì)得到一個(gè)三次和更高的諧波項(xiàng)。 當(dāng)信號(hào)的幅度大到器件的高次諧波項(xiàng)不能忽略的時(shí)候，由式 ()可以得到基波信號(hào)電流為 ? ?tvVaatVaVai iimiimimS ?????? ???????? ?? 2313311 43c os43 ? () 其幅度為 南京郵電大學(xué) 2020 屆本科生畢業(yè)設(shè)計(jì) 15 3311 43 imimS VaVaI ?? () 由此可以得到， 大 信號(hào)的平均跨導(dǎo)為： 2311 43 imimSm VaaVIg ??? () 由式 ()可以知道， 大 信號(hào) 的 平均跨導(dǎo)與輸入信號(hào)幅度 imV 有關(guān)。在射頻電路中，常用 1dB 壓縮點(diǎn)來度量一個(gè)放大器的線性度。 dBaVaa dBim 1l og2043l og20 12 131 ??? ? () 則 1dB 壓縮點(diǎn)的數(shù)學(xué)形式為 311 aaV dBim ?? () 由此可以知道，放大器的線性范圍與漏極電流的 1 階項(xiàng)和三階項(xiàng)的比值有關(guān)。 12? 1? 2?212 ?? ? 122 ?? ? 圖 28 三階交調(diào)示意圖 由式 ()可知沒有失真的傳輸增益為 imVa1 ，由式 ()可知，三階互調(diào)項(xiàng)的頻率幅度為 43 33 imVa 。設(shè)輸入信號(hào)為： ? ? ? ?ttVtv imi 21 c o sc o s ?? ?? () 忽略兩級(jí)電路的高次諧波項(xiàng)，第一級(jí)輸出和第二級(jí)輸出的電壓表達(dá)式： ? ? ? ? ? ?