【正文】 近，僅在高頻段略有差異 )，如圖 ，其中 u(t)為電路的輸入信號， i(t)為輸出信號。值得注意的是，功率管的驅動信號5 雖然為 8 互補驅動模式，但是功率管的實際導通角則與負載電流 電壓相位角有關。 圖 電壓型全橋逆變電路 它共有四個橋臂，可以看成由兩個半橋電路組合而成。逆變電路中，除了逆變電路和控制電路之外，還要有保護電路、輔助電源、輸入電路、輸出電路等等。因此，逆變器的數字控制技術仍處于不斷改進完善的過程中，仍然是逆變電源領域中的關鍵研究內容。為此，必須把 LC與開關器件組成一個諧振網絡，使 PWM逆變器只有在開關切換過程中才產生諧振，實現開關的零電壓開通和關斷，一般工作情況下則不發(fā)生諧振，以保持 PWM逆變器工作特點。 PWM軟開關逆變技術是當今電力電子學領域最活躍的研究內容之一，是實現電力電子技術高頻化的最佳途徑，也是一項理論性很強的研究工作。因為當調制波為正弦波時，輸出矩形脈沖序列的脈沖寬度按正弦函數規(guī)律變化，因此，這種調制技術通常又稱為正弦脈3 寬調制 (SPWM)技術。系統一旦出現故障，通過接口進行調試即可，而且可以通過查詢歷史記錄來進行修復； (6)系統一致性好，成本低，生產制造方便； (7)易于組成并聯運行系統。主要表現出以下幾種趨勢：高頻化；模塊化；數字化；綠色化。 DSP能夠實時地讀取逆變電源的輸出，并實時地計算出 PWM輸出值，使得一些先進的控制策略應用于逆變電源的控制成為可能。傳統的逆變電源采用模擬電路控制，但模擬控制存在許多固有的缺點： (1)因采用大量分散元件和電路板導致硬件成本偏高，系統可靠性下降； (2)由于人工調試器件的存在，導致生產效率降低及控制系統一致性差； (3)器件老化及熱漂移問題存在導致逆變電源輸出性 能下降，甚至導致輸出失敗； (4)產品升級換代困難，每一個新型逆變電源都要求重新設計、制造控制系統； (5)模擬控制的逆變電源監(jiān)控功能有限，一旦出現故障，要想恢復正常，技術人員必須親赴現場。隨著信息技術的發(fā)展，逆變電源越來越廣泛地應用于各個領域，早期的逆變電源，只需要其輸出不斷電，穩(wěn)壓、穩(wěn)頻即可 。文中設計出了整個逆變電源的硬件結構，其主要核心部分是 IPM和 DSP控制部分。以實現所研制的逆變裝置能輸出標準的正弦交流電。因此，對逆變電源的控制和逆變器進行深入研究具有很大的現實意義。逆變電源技術是一門綜合性的產業(yè)技術，它橫跨電力、電子、微處理器及自動控制等多學科領域，是目前電力電子產業(yè)和科研的熱點之一。逆變電源廣泛應用于航空、航海、電力、鐵路交通、郵電通信等諸多領域。 隨著現代科學技術的迅猛發(fā)展，逆變技術目前已朝著全數字化、智能化、網絡化的方向發(fā)展。 本文主要 分析了變頻電源技術現狀、發(fā)展趨勢和存在的難點，指出論文的研究內容和意義。這兩部分的結合使得該電源結構簡單、性能優(yōu)良。然而，今天的逆變電源除這些要求外，還必須環(huán)保無污染，即綠色環(huán)保逆變電源。但是由于微處理器的速度問題，逆變電源的控制仍然采用模擬電路進行?？蓪τ谀孀冸娫创罅糠蔷€性電子負載動態(tài)變化產生的諧波，進行動態(tài)的補償從而使得輸出諧波達到可接受的水平。 對于逆變電源以上的要求， DSP的出現加快了該趨勢的發(fā)展。 逆變器的發(fā)展趨勢 影響逆變技術未來發(fā)展的主要因素是 ： (1)PWM軟開關技術 逆變器的脈寬調制 (PWM)技術早在晶閘管時代就已經出現了，正弦脈寬調制(SPWM)在全控型器件出現以后得到了迅速的發(fā)展，這種技術是用一種參考波 (通常是正弦波，有時也用階梯波或方波等 )為“調制波”，而以 N倍于調制波頻率的正三角波或鋸齒波為“載波 ” 。 隨著大功率高頻全控開關器件大量出現，逆變器的 PWM控制技術受到了人們的高度重視并且得到了飛速的發(fā)展。它的研究對于逆變器性能的提高和 進一步推廣應用，以及對電力電子學技術的發(fā)展，都有十分重要的意義，是當前逆變器的發(fā)展方向之一。 (2)數字化控制技術 逆變電源的數字化并不是簡單地指在系統中應用了數字器件，如單片機及FPGA（ 現場可編程門陣列 ） 等，而是指整個系統的控制都由數字器件 (主要指微處理器 )的計算算法和控制算法實現，極大地簡化了硬件電路，提高了系統的穩(wěn)定性、可靠性和控制精度，這是現代逆變技術發(fā)展的趨勢。 4 第 2 章 逆變系統基本結構及控制策略 逆變的直接功能是將直流電變換成交流電。 SPWM 控制技術及其原理 逆變系統的原理 本文所研究的電源是為了在輸出得到穩(wěn)壓 恒頻的交流電壓信號，故采用電壓型逆變電路。把橋臂 1和 4作為一對，橋臂 2和 3作為另一對，成對的兩個橋臂同時導通，兩對交替各導通 8 ，即 4導通時關斷 3； 3導通時，關斷 4。當負載為純阻性負載即逆變器的輸出電流、電壓相位角為零時，在電壓正半周功率管 、 導通，而在電壓負半周功率管 、 導通，即逆變器中的續(xù)流二極管不工作；而當負載電流、電壓相位角不為零時，在電流正半周功率管由兩種導通組合，即電壓正半周時 、 導通或電壓負半周時 、 導通，在電流負半周功率管也相應由兩種導通組合，即電壓負半周時 、 導通或電壓正半周時 、 導通，顯然當負載電流、電壓相位角不為零時續(xù)流二極管工作，以緩沖負載與逆變器直流側電容間的無功能量交換。 (a) 沖量脈沖產生電路圖 (b) u/i圖 圖 沖量相同的各種窄脈沖的響應波形 (2)面積等效原理 在采樣控制理論中有一個重要的結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。例如圖 a， b所示的三個窄 脈沖形狀不同，但它們的面積（即沖量）都等于 1，那么，當它們分別加在具有慣性的同一個環(huán)節(jié)時，其輸出響應基本相同。單相橋式逆變原理見圖 (a)。圖示的電路和波形只是逆變過程基本原理的示意描述，實際上要構成一臺實用型逆變器，還需要增加許多重要功能電路和輔助電路。下面對這幾種方法律簡要的分析： (1)自然采樣法。 pt 為脈沖寬度 ， ? ??????? ?????? 211 s i ns i n212 ttMTttt ononp ?? (式 ） (式 )中 ， 和 不但與載波比 tTTN /? (T為正弦波的周期 )有關 ， 而且是幅度調制比 M的函數，求解 、 與 M的關系比較復雜。 圖 SPWM脈沖信號規(guī)則采樣法生成原理 值得注意的是，每個載波周期中，原正弦調制波與三角載波周期中心線的交點就是階梯波水平線段的中點。 由于 ， ， M均為已知量，因此，規(guī)則采樣法 SPWM 脈寬 的計算較為簡便，適合基于微處理器的數字 SPWM 控制。 由三角波頻率 f1與正弦波頻率 f之比為載波比 N，則有 ：fTffN t11 ?? （式 ） 11 將 (式 ）代入 (式 ）得 NkkTfftt t ???? ??? 222 11 ? ?22,4,2,0 ?? Nk ? NkkTfftt t ???? ??? 222 22 ? ?12,5,3,1 ?? Nk ? (式 ） 將 (式 211）代入 (式 28）得 ?????? ?? NkMTt ton ?s in12 ? ?22,4,2,0 ?? Nk ? ?????? ??? NkMTt ton ?s in12 ? ?12,5,3,1 ?? Nk ? (式 ） 由于載波頻率 tf 是恒定的，通過改變 N的值就可以改變輸出 SPWM波的頻率。當然由于采樣次數增大了一倍，使得數據處理量也大為增加，特別是當載波頻率較高時，需要微處理器的運算速度非常的快。 圖 是采用 IGBT 作為開關器件的單相橋式電壓型逆變電路。在負載電流為正的區(qū)間， 和 導通時，負載電壓 Uo 等于直流電壓 Ud； 關斷時，負載電流通過 和 續(xù)流， Uo=0。 單極性 SPWM 控制方式 所謂單極性 SPWM 控制是指逆變器的輸出脈沖具有單極性特征。單極性SPWM 控制方式波形如圖 。當采用基于三角載波調制的雙極性 SPWM 控制時，只需要采用正、負對稱的雙極性三角載波即可。 圖 單極性 SPWM控制方式波形 圖 SPWM控制方式波形 單極性和雙極性調制比較 單極性調制 SPWM與雙極性調制 SPWM相比，載波為全三角波的單極性調制 SPWM14 波形的優(yōu)點是開關頻率是載波頻率的兩倍似極性則相等，即有倍頻的作用，易于濾波，并且每次開關管開通或關斷時，電壓跳動幅度減小為雙極性調制 SPWM的一半。 DSP 實現 SPWM波 DSP 的事件（ EV）管理器模塊介紹 傳統的產生 SPWM波形的方法能夠用于逆變器中實現幅度和頻率可調的正弦波電壓。通過應用 DSP我們可以方便的實現頻率很高的 SPWM控制信號，從而減小濾 波器的尺寸。如表 ，為事件管理模塊 EVA/EVB及其信號名稱。TMS320LF2407A的定時器有如下功能 ： 作為常規(guī)的定時 /計數器使用；用于在 TXPWM引腳上輸出頻率和脈寬可調的 PWM波；與捕捉模塊結合測量 CAPx引腳上的脈寬；定時器 3與比較模塊配合產生死區(qū)可調的 6個 PWM控制信號 ： 啟動 AD轉換。在每個載波周期內，輸出的方波將發(fā)生兩次電平翻轉。針對本系統，就 EV中幾個重要組成部分進行說明。采用連續(xù)增 /減計數方式工作時，產生對稱的 SPWM波，其工作過程如下 ： 計數器的值由初值開始向上增計數，當到達寄存器 T3PR值時，開始遞減計數，直至計數器的值為零時 (進入中斷服務程序 )又重新向上增計數，如此循環(huán)往16 復。對每個脈沖相對于載波周期的占空比的計算是在定時器 3的下溢中斷服務子程序中完成的。 通用定時器的輸出：通用定時器比較輸出 、至 ADC 模塊的模數轉化啟動信號、比較邏輯和比較單元的下溢、上溢、比較匹配和周期匹配信號、技術方向指示位。比較操作模式有比較寄存器（ COMCONx）決定，通用定時器 1的計數器不斷與比較寄存器的值進行比較，當發(fā)生匹配時，比較單元的兩個輸出將根據方式控制寄存器（ ACTRA）中的位進行跳變。輸出跳變的時序、中斷標志位的設置和中斷請求的產生都與通用定時器的比較操作相同。 PWM波形產生的原理如圖 ，包括非對稱波形發(fā)生器、可編程的死區(qū)單元 (DBU)、輸出邏輯、空間矢量 PWM狀態(tài)機。 在底層中斷，從幾個外設來的外設中斷請求（ PIRQ）在中斷控制器處相或產生一個到 CPU 的中斷請求。 CPU 總是響應優(yōu)先級高的外設中斷請求。 DSP 控制三相 SPWM 波形產生原理分析 三相 SPWM控制波裝載示意圖如圖 ，圖中 CMPR CMPR CMPR6分別對應于 U、 V、 W三相。的相位差。由于采樣周期 Ts為三角載波周期的 1/2，所以有如下關系成立 ： NfTS 21? (式 ) 20 調制度 M與指令頻率 f之間有確定的關系，可由所要求的 U/f曲線來確定。輸出頻率和輸出電壓對頻率指令值的響應時間是一個中斷周期， N值越大，響應時間越短。 三相半橋逆變器雖然也有上述優(yōu)點，但其輸入直流電源電壓利用率較低，而且相同輸出電壓時功率 開關的電壓應力較大。由于每相可分別獨立控制，易實現模塊化結構、在線熱更換、模塊冗余技術，因此系統的可靠性高，具有極強的帶不平衡負載能力，但是這種電路結構的元器件數多、成本高。整流電路利用二極管三相橋式不控整流模塊將三相交流電整流成直流電 。 控制電路由 DSP 構成，產生 SPWM 信號作為驅動電路的輸入信號，同時接收逆變器的因為故障產生的輸入信號，使 DSP產生中斷，可靠的停止逆變器的工作 。輸入為頻率 50Hz、相電壓為 220V 的三相交流電，其輸出的直流電壓最大值為 √6 45 ?? 539??。 9 5 247。 (2)濾波電容選取方法 設逆變電路輸入功率為 P， 電容 上平均電壓為 U ， 則等效的濾波電路負載電阻為 2 /LdR U P? 。 表 HER608參數表 產品名 高效整流二極管 零件號 HER608 最大反向工作電壓 Vr（ V） 1000 最大平均正向電流（ A） 6 最大正向浪涌電流 Ifsm（ A） 200 最大反向電流 Ir（ μA ） 10 最大反向恢復時間（ ns） 75 輸出濾波電路的設計 圖 LC濾波電路 24 采用 SPWM 控制的逆變電路 ， 輸出的 SPWM 波中含有大量的高頻諧波 ， 加上防止上下橋臂直通而設置的死區(qū)、晶體管開關時間和功率器件參數差異等因素 ， 輸出電壓中也含有一定的低次諧波 ， 為了保證輸出波形諧波滿足要求 ， 必須采用輸出濾波器。該濾波器可以滿足濾波要求。 78 247。 IPM的功能框圖如圖 。為此，在驅動電路設計中選用了高速光耦 HCPL4