【正文】 究工作所取得的成果。除文中已經注明引用的內容外，本 論文的研究成果不包含任何他人創(chuàng)作的、已公開發(fā)表或者沒有公開發(fā)表的作品的內容。 根據(jù)仿真模型焊接， 并選擇 各元器件，作出實物，并將實物的實際輸出與 模型比較，校正并調整，并將此電源在實驗室制作出實物。 編寫軟件程序，進行軟硬件聯(lián)機調試。 本設計首先介紹逆變電源的傳統(tǒng)控制及數(shù)字化控制方式，接著介紹 逆變電源 的基本結構，分析 逆變電源的 SPWM 控制原理 ，編寫了 SPWM 的產生程序 。 論文的來源目的及意義 變頻電源 就是一種交流 直流 交流轉換的電源裝置 ， 經過轉換后的 輸出 信號 為純凈的正弦波 信號 ， 該種電源可在適當?shù)姆秶鷥?調 節(jié) 輸 出 信號的 頻 率和電壓 。 為了解決這些問題，同時 隨著高性能的數(shù)字芯片的產生，逆變器的數(shù)字化成為了 一種趨勢 。 所謂 SPWM，就是在 脈沖寬度調制 的 基礎上改變了調制脈沖方式， 通過改變脈沖的占空比得到正弦波的輸出。根據(jù)設計指標確定逆變系統(tǒng)的主電路 ， 并且確定系統(tǒng)的控制方式， 完成該系統(tǒng)的軟件仿真，根據(jù)仿真的結果進行調試，得到符合技術指標的輸出。 這是逆變電源發(fā)展的第一個階段。 但是該種電源也有缺點，就是對非線性負載的適應性不強。 主要內容 通過前期對相關資料的查閱，本文 分析和對比了 全橋及半橋逆變結構 及其控制方式的優(yōu)缺 點，通過比較，本文選用電壓利用率較好、實際效果更好的單相全橋逆變電路作為本設計的主電路， 隨后介紹了系統(tǒng)輔助電路的設計 ，并給出了產生SPWM 波形方法 及其程序 ，最后利用 Proteus 軟件完成 了系統(tǒng)仿真，分析其有效性和可行性 后做出了相應的實物 。 基于 PWM 的正弦波電源的設計與實現(xiàn) 3 （ 4） 本章主要是對系統(tǒng)硬件的設計， 通過分析并 計算 逆變器 中的元器件 的參數(shù)并選擇各元器件的型號，對整個硬件系統(tǒng)平臺進行了詳細的設計， 主要包括 逆變主電路、 控制電路、 主電路的驅動電路及 保護電路的設計 。隨著對逆變 器性能要求的越來越高，同傳統(tǒng)控制方式比較，數(shù)字化的逆變器成本低、控制簡單、可調性強，數(shù)字化 逆變器 的優(yōu)點使它成為了逆變器發(fā)展的 一種趨勢。圖 21(b)中 ， G1(S)表示 誤差放大器的傳遞函數(shù) ， d 為 SPWM 信號的占空比 ， N N2為 耦合電感的 原、副邊繞組匝數(shù)， kuof為輸出 信號的 反饋系數(shù)。 單周期控制技術可以有效地降低系統(tǒng)的成本，簡化系統(tǒng)的結構，動態(tài)性能得到了提高，減小了系統(tǒng)的體積，減低了成本。 數(shù)字化的逆變器 具有以下明顯優(yōu)點 ： （ 1） 采用數(shù)字化控制能使系統(tǒng)的集成 程度更高， 集成度越高系統(tǒng)的結構就越簡單，同時也越容易控制， 使系統(tǒng)的性能變得越來越好。在維修過程中可以通過修改系統(tǒng)的參數(shù)就可以完成系統(tǒng)的修護。對于復雜的逆變電源的設計，模糊控制器有著以下優(yōu)點 ： 對于使用模糊控制的系統(tǒng)， 系統(tǒng)不需要有十分確定的控制對象模型，這樣就降低了系統(tǒng)設計的復雜性，同時使用 模糊控制的 系統(tǒng)的動態(tài)響應快速 ，并且具有較強的 自 適應性。實際系統(tǒng)往往在 PID 控制基礎上增設平均值反饋以保證穩(wěn)態(tài)精度。 逆變系統(tǒng)的基本結構 逆變系統(tǒng)包括 逆變器 及其 控制電路 、輔助電路等 ，逆變 器的 功能就是將直流電轉化為交流電， 逆 變器中最為主要的部分就是逆變主電路也就是使用開關器件的電路部分， 逆變主電路的作用就是將直流電逆變?yōu)榻涣麟娸敵?。它的主要原理就是通過對電路中的開關器件的通斷時間的控制來得到期望的輸出值，其中開關管的選擇也十分重要。濾波電路的主要作用就是濾除波形中的諧波，其中逆變系統(tǒng)中的輸出濾波電路主要采用低通濾波電路。 （ 6） 驅動電路 驅動電路的主要作用是保證系統(tǒng)中芯片的正常運行。 如圖 31 中所示為 PWM 波的產生過程， 圖 31a 中為一正弦波形，為了通過正弦波得到一個正弦波 形，將正弦波分為M 等份，將這 M 等份的正弦波等效為 M 個脈沖系列，這樣就得到了一系列寬度相同且等于 π/M 的脈沖 ，這些脈沖彼此相連就形成了脈沖波形。 基于 PWM 的正弦波電源的設計與實現(xiàn) 9 （ 1） 單極性調制方式 圖 32 是采用 IGBT 作為開關器件的單相橋式 PWM 逆變電路。在雙極性控制方式下 ， ur的一個周期內輸出的 PWM 波只有 177。而雙極性控制方式的載波是在正極性與負極性這兩種極性之間變化，所得到的 PWM 波有正也有負。 SPWM 波的形成方法主要有：等面積法、硬件調制法、軟件生成法。該種方法的基本原理就是將調制信號與載波信號進行比較，通過對比較后的信號進行處理后再與調制信號進行比較，直到與調制信號一致為止。 （ 2） 軟件生成法 隨著微機技術的發(fā)展，利用軟件生成 SPWM 波形變得容易 起來，因此軟件生成法就應運而生。取三角波的兩個正峰值之間為一個采樣周期 Tt。 設三角波和正弦波的幅值分別是 tmU 和 rmU ，周期分別是 tT 和 st ，脈寬 2t 和間隙時間 t1和 3t 由下式計算 ： ? ? ? ?? ?2 2 1 s i n 2tst T T t??? ? ? ? ? (31) rm tmUU?? (32) 基于 PWM 的正弦波電源的設計與實現(xiàn) 11 ? ? ? ? ? ?? ?1 3 2 2 4 1 s i n 2t t st t T t T T t??? ? ? ? ? ? ? ? (33) 由公式 31 和 32 可以很容易求得 1t 和 2t 值，從而確定相應的脈沖寬度。 一般情況下均采用 DSP 芯片作為 SPWM 波產生的主要形式，但本設計中的功率參數(shù)要求并不高，同時考慮到成本問題，使用單片機完全可以滿足設計的要求。 X T A L 218X T A L 119A L E30EA31P S E N29RS T9P 0 .0 /A D 039P 0 .1 /A D 138P 0 .2 /A D 237P 0 .3 /A D 336P 0 .4 /A D 435P 0 .5 /A D 534P 0 .6 /A D 633P 0 .7 /A D 732P 1 .0 /T 21P 1 .1 /T 2 E X2P 1 .23P 1 .34P 1 .45P 1 .56P 1 .67P 1 .78P 3 .0 /R X D10P 3 .1 /T X D11P 3 .2 /I NT 012P 3 .3 /I NT 113P 3 .4 /T 014P 3 .7 /R D17P 3 .6 /W R16P 3 .5 /T 115P 2 .7 /A 1 528P 2 .0 /A 821P 2 .1 /A 922P 2 .2 /A 1 023P 2 .3 /A 1 124P 2 .4 /A 1 225P 2 .5 /A 1 326P 2 .6 /A 1 427U1A T 8 9 C5 2C13pC23p R11 0 kC31 0 uX1CR Y S T A LABCD 圖 35 SPWM 產生電路 基于 PWM 的正弦波電源的設計與實現(xiàn) 12 圖 36 SPWM 波形 基于 PWM 的正弦波電源的設計與實現(xiàn) 13 4 系統(tǒng)硬件電路 逆變系統(tǒng)包括逆變主電路、濾波電路、升壓電路、 SPWM 生成電路等，根據(jù)設計技術指標 來確定各個電路中元器件型號，完成對系統(tǒng)的整體結構的設計。 逆變電源主電路的設計及仿真 逆變電源主電路如圖 42 所示，逆變電路的輸入為直流電壓 E=51V， 是由升壓模塊得到的，本實驗中的升壓模塊采用的是推挽式升壓模塊，它的主要優(yōu)點是可以將輸入電壓升壓至任何值，使用推挽式升壓電路完全 可以滿足設計要求。 圖 42 逆變主電路 死區(qū) 時間控制電路 的設計 死區(qū)時間控制電路就是為了 防止輸出信號失真，由于 IGBT 等功率器件內部存在結電容，會造成功率器件通斷時間的延時。 死區(qū)時間控制電路如圖 43 所示。 濾波器中電感與電容值的選擇與濾波電路的轉折頻率有關，濾波電路轉折頻率基于 PWM 的正弦波電源的設計與實現(xiàn) 16 的值如式 42 所示 ： k H zk H zfsc 1101010f ??? (42) 式中： fc— 濾波電路的轉折頻率， fs— 系統(tǒng)輸出信號的頻率 濾波器的轉折頻率 fc的計算公式 為： LCc ?2 1f ? (43) 根據(jù)上述將式 44 改寫為： CLLLCfc ?? 2 12 1 ?? (44) 令上式中的 ??CL， ? 為阻抗特性。設基于 PWM 的正弦波電源的設計與實現(xiàn) 17 逆變主電路的 直流輸入電壓為 Udmax,則采用全橋逆變電路時 電路中每個 IGBT 器件所承受的最高電壓即為 Udmax。 22 ocfL III ?? (410) 式中 ： Icf— 濾波電容電流的有效值 。目前的 IGBT 的驅動電路有多種形式。 在 本設計 中 選用 IR2112 作為 開關器件的 驅動芯片。根據(jù)上述對 IR2112 芯片的介紹，可以看出采用該種芯片可以減少系統(tǒng)中的驅動電源的數(shù)目， IR2112 還 具有 獨立的低端和高端的輸入通道，工作頻率高，并且還能實現(xiàn) 光耦隔離及電磁隔離。 在一般設計中共有三種緩沖電路應用較廣 ，如圖 47 所示。 本設計中采用圖 47(c)所示的電路圖。 （ 2） 緩沖器阻抗 R 的計算：緩沖阻抗的作用就是在 IGBT 關斷信號來之前將緩沖器電容上的電壓放至電流電壓 E。 （ 3） 緩沖器二極管的選擇：二極管在緩沖電路中的作用就 是防止產生尖峰電壓、防止二極管在反向恢復時期產生電壓波動，本設計中的二極管選用SML4751(1A/30V)。本設計中的浪涌短路保護電 路如圖 48 所示， 此電路是短路保護電路 ，用 進行采樣電壓，通過 470kΩ 電阻得到電流，此電流流過光電耦合器，當電流高于光藕內二級管導通電流時光藕輸出端導通， U3990 的 10 腳變成低電平，使 SPWM 波不輸出，關閉場效應管，形成保護，此過程非?？?，當故障排除后，光電耦合器輸出關斷，逆變器正常工作。當系統(tǒng) 過壓時對負載的影響較大，因此在過壓時需要迅速關斷逆變器中的功率管，欠壓保護還應設置有延時動作，這樣就可以避免在啟動欠壓保護是出現(xiàn)誤保護。5%，因此輸出電壓波動上限值、下限值的有效值分別為 、 ，由于霍爾傳感器的匝數(shù)比為 2500:1000，所以經過傳感器后的電 壓分別為： 、 、 。 取 RP1=10KΩ時，過壓基準電壓的設置為： VC T RRII VUC T RRIV PRRFP%7010000) ()( 12111d1?????????????? (428) 欠壓基準電壓的設置： C T RRII VUC T RRIV PRR FPd ???????? 121212 )( %701 0 0 0 0) 0 0 0 0 ( ????? (429) 基于 PWM 的正弦波電源的設計與實現(xiàn) 24 C1C2R1R2U 11 5 VRP 1R3RP 2RP 3 U1 A U2 A1 5 VR44 L 5 0 5 L M 3 9 3R5RP 4R61 5 V 圖 410 過欠壓保護電路 霍爾電流傳感器可以將檢測到的電流信號直接化為電壓信號輸出，因此過電流保護電 路原理與過壓保護類似。 表 51 元器件表 名稱 型號 數(shù)量 單片機 AT 89S52 1 個 場效應管驅動芯片 IR2110 2 個 與門 74HC08 4 個 非門 74HC14 2 個 IGBT CT 15SM24 4 個 二極管 UF4007 2 個 晶振 12KHZ 1 個 電解電容 10uf 6 個 電感 20MH 2 個 電容 30P 4 個 電阻 10KΩ 11 個 電阻 15Ω 4 個 電解電容 330Pf 4 個 上述表中的 IGBT 管在計算過程中的電壓大小為 100V，但由于市場上大部分的IGBT 管的電壓 的電壓為 600V，所以設計中采用型號為 CT 15SM24。 用示波器檢測 系統(tǒng)的輸出信號，測