【正文】 1 自激電源的定時電路 索楊軍 2022年 4月 28日 決定自激電源振蕩周期的定時電路到底是什么？縱觀多年來各類報刊雜志和教材書籍，要么沒有說法，要么說法不一，使人迷惑不解。為此筆者談談個人看法，意在拋磚引玉，不正不全之處，歡迎廣大同仁 指 出 。 一、一個周期分五個階段 任何開關(guān)電源，其變壓器初級電感線圈 L兩端的電壓都近似方波，典型波形如圖 1所示。 第一階段（ t0~t1）： 飽和期。 開關(guān)管處于飽和狀態(tài)，集電極電流線性增長，其公式為： i 充 =（ Ui/L） t 飽 ，其中 Ui為輸入的 300V電壓，2 t 飽 為飽和時間。飽和期結(jié)束的 t1時刻，電流升至 i 最大 。因電流變化率為一正的常數(shù)，故感應形成的正反饋電壓保持不變，開關(guān)管基極為穩(wěn)定的正電壓。 飽和期間，輸入的電能轉(zhuǎn)化為磁能，儲存于電感 L中，對于串聯(lián)型電源，輸入的電能還要分出一部分供給負載。并聯(lián)型電源飽和期的等效電路見圖 2，串聯(lián)型電源與之類似，讀者可自行分析，本文一律從略。 電感的儲能公式為： E=（ 1/2） LI2，飽和期間因電流線性增長，故儲存能量的速度越來越快。 第二階段（ t1~t2）： 關(guān)斷期。 開關(guān)管由飽和向截止過渡，等效電路見圖 3。圖中 C1表示一個 “容性網(wǎng)絡 ”，即開關(guān)管集電極的尖峰電 壓吸收抑制網(wǎng)絡，其中考慮了分布電容。注意一些機型的這個網(wǎng)絡沒有直接并聯(lián)在 L兩端，而是分為兩部分串聯(lián)，一部分接在開關(guān)管集電極與地之間，另一部分就是濾波 300V的大電解電容及其直接并聯(lián)的高頻小容量電容。 開關(guān)管基極電流在 t1時刻“因故 ”突然減小，電感線圈 L中的電流 iL因開關(guān)管集電極電流 iC的減3 小而減小， L下端的自感電動勢急劇升高，感應形成的正反饋電壓使開關(guān)管基極電壓 ub急劇降低，進一步導致 iL更小， ub更低 …… 雪崩式的反饋過程最終使得開關(guān)管飛速截止。 關(guān)斷期間，開關(guān)管集電極電流 iC急劇減小，而 C1的充電電流 iC1急劇增大， iC1+iC之和由初始值 i 最大 略有減小。 因 L的電流略有減小，故損失了小部分磁能，其中多數(shù)轉(zhuǎn)化為 C1的電能，少數(shù)轉(zhuǎn)化為 r的熱能，即開關(guān)管的關(guān)斷損耗。 第三階段（ t2~t3）： 截止期。 開關(guān)管處于截止狀態(tài)，等效電路見圖4。 R表示將次級負載折合到初級的等效電阻， D表示次級的整流二極管， C2表示折合后的濾波電容，C3表示折合后的保護電容。注意：當 D導通時， C3被短路，不必考慮，本文一律忽略；當 D截止時，因 C C2串聯(lián)后的總電容量幾乎等于 C3，該總電容又與 C1并聯(lián)，為了方便，本文干脆將其一律 “歸入 C1”，即 當 D截止時若討論 C1，必定包含了 C3。 將次級的電流折合到初級以后， L的電流線性下降，其公式為： i放 =i 初 —（ Uo/L） t 截 ，其中 i 初 為放電剛一開始的電流，正如前文所述，它略小于 i 最大 ， Uo為 L感應輸出的 150V（即 450V—300V）電壓， t截 為截止時間。因電流變化率為一負的常數(shù)，故感應形成的正反饋電壓保持不變，開關(guān)管基極為穩(wěn)定的負電壓。 4 截止期間，儲存的磁能又還原為電能，經(jīng)導通的 D供給負載 R。截止期間因電感線圈的電流線性下降，故釋放磁能的速度越來越慢。 第四階段（ t3~t4）： 過零期。 截止期即將 結(jié)束的 t3時刻， L的放電電流降為 0，這表明磁能已釋放完畢， D開始轉(zhuǎn)為截止。之后在過零期間，有小股能量在 L和 C1之間轉(zhuǎn)移，等效電路見圖 5。注意：C1上儲存的電能不會通過 D供給負載 R，因為 C2容量很大，它的電壓在一個周期內(nèi)幾乎不變，必然高于 C1的電壓，使得 D不會導通。 首先， L要吸收 C1上儲存的電能，當 C1兩端電壓降為 0時，正好對應于圖 1上的 “零點 ”，電能全部轉(zhuǎn)化為磁能。然后， L繼續(xù)維持原電流方向，將獲得的磁能向 C1釋放，這就導致了 C1兩端電壓極性反轉(zhuǎn)，變?yōu)樯险仑摚?t4時刻，上正下負的幅度已達 50~150V。簡而言之， C L在自由振蕩，振蕩的電壓曲線必有一次且一般只有一次通過 “零點 ”。 因此筆者稱之為 “過零期 ”。 這一自由振蕩極其重要： ① 眾所周知，正反饋線圈上感應的電壓跟圖 1上的電壓波形完全一致，只不過幅度降低、極性倒置罷了，于是送到開關(guān)管基極的正反饋脈沖也會通過其自身的 “零點 ”，極性反轉(zhuǎn)，由確保開關(guān)管可靠截止的負脈沖變?yōu)檎}沖，準備再次激勵開關(guān)管開啟。 ② 不難理解，開啟期間開關(guān)管實際等效于放大狀態(tài)，必然要將 “一個電容 ”上儲存的電荷泄放到地，于是可認為 開啟損耗就等于這個電容5 上儲存的電能 （因開啟時間很短，而 L的電 流此刻自下向上，不會突變，只能緩變，故對開關(guān)管放電電流可以忽略）。這個電容是 “C1與300V濾波大電容串聯(lián)后的總電容 ”，其容量幾乎還是 C1（注意：若C1直接并聯(lián)于開關(guān)管 C、 E兩極之間，這個電容當然就是 C1本身）。在過零期結(jié)束的 t4時刻，這個電容的電壓即開關(guān)管集電極電壓由 450V降為 250~150V，根據(jù)電容的儲能公式 E=（ 1/2） CU2可知，開啟損耗降至 1/3到 1/9之間。 小結(jié)上一段內(nèi)容， 過零振蕩的主要目的有二，一是感應形成了觸發(fā)開關(guān)管再次開啟的過零正脈沖，二是大大減小了開關(guān)管的開啟損耗。 過零期間， C1上儲存電能的一部分被消耗，以產(chǎn)生過零正脈沖。 還需要指出： ① 對于自激調(diào)寬式電源，當自由的截止期未結(jié)束時，觸發(fā)開關(guān)管開啟的 “行逆程脈沖 ”已經(jīng)到來，因此沒有 “過零期 ”。 它只能依靠誤差取樣放大電路在多個周期中進行平均控制，于是在每個截止期被強迫結(jié)束時，根本無法精確保證 L中儲存的磁能都釋放完畢，殘余的磁能會大大增加開啟損耗。 為了減小開啟損耗，多采用串聯(lián)型，既降低了開關(guān)管 C、 E兩極間電壓，又可通過在飽和期間對負載供電來減少向 L儲存磁能；若為并聯(lián)型，則非常糟糕，只能通過大大減小C1的容量來將就。 ② 對于它激調(diào)頻式電源，雖 然觸發(fā)開關(guān)管開啟的脈沖可由集成電路自行輸出，但為了減小開啟損耗， 還須模仿自激調(diào)頻式電源，硬性追加 “過零期 ”。當集成電路接收到了過零信號后，才能觸發(fā)開關(guān)管再次開啟。 這一點要特別注意。對 “過零期 ”的處理，自激調(diào)頻式電源比它激調(diào)頻式電源更好，有 “自然流暢 ”之美， “一氣呵成 ”之妙， “天衣無縫 ”之絕， “得心應手 ”之巧。 6 第五階段（ t4~t5）： 開啟期。 開關(guān)管由截止向飽和過渡，等效電路見圖 6。圖中的 C4為 300V濾波電容。在 t4時刻，過零正脈沖觸發(fā)開關(guān)管開啟，集電極電流 iC由兩路組成，其中一路為 C C1的放電電流 iC1，另一路為線圈電流iL。由 iL感應的正反饋電壓使開關(guān)管基極電壓 ub急劇升高，進一步導致 iL更大， ub更高 …… 雪崩式的反饋過程最終使得開關(guān)管飛速飽和。 開啟期間，開關(guān)管集電極電流 iC急劇增大，主要是 C1的放電電流 iC1急劇增大，竟達安培數(shù)量級，而線圈的放電電流 iL則增加很小，僅有百毫安數(shù)量級。因此，主要是 C1儲存的電能轉(zhuǎn)化為 r的熱能，即開關(guān)管的開啟損耗。 二、決定各階段時間的主要因素 飽和期的時間由穩(wěn)壓電路控制。 飽和期越長，電源的負載能力越強。因此，若輸出電壓下降，需延長飽和期，若輸出電壓升高