【正文】 計算電容器電壓達到 VCC/2得到，根據(jù)不同采樣間隔劃分。如果電容電壓上升緩慢，而電容電阻值很大，時間常數(shù)用最大值計算。由于電容器充放電波形的對稱，采樣數(shù)將同時在周期的兩 個部分代入計算。 從方程 3 m a x m a x m a x39( 1 ( 1 / 2) /( 1% ) ( 5% ) ( 1 / 2)( ) ( 267 10 ) ( ) ( ) ( 1 / 2) 393CC CCno rm no rmt R C I n V VR C I nI n s??? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ? 半周期最小采樣數(shù)為： 66m a x/ ( 393 10 ) /(5 10 ) 79tt ??? ? ? ? ? 為了提高準(zhǔn)確性，在周期充電部分電壓計算從 0 到 VCC/2，而放電部分從 VCC 到1/2VCC。在表中總個數(shù)是先前每半周期計算采樣數(shù)的二倍。 查表包含 軟件一個專門 值。它和每次采樣計算電壓值相對應(yīng)。對每半個周期，平臺第 N 個值對應(yīng) t＝（ N－ 1)t? 時的電壓。 t? 是先前確定的采樣間隔。對充電半周期，通過求解方程一得到電容器開始充電起消耗時間，來求得每次采樣的電壓。對放電半周期，通過求解下列方程得到電容器開始放電起消耗時間，求得每次采樣電壓。 /t RCC CCV V e??? 放電半周期采樣對應(yīng)電壓通過在方程 4 中用 N t? 代替 t? t 計算。其中 N 表示采樣數(shù)，在充電半周期中也用同一個值。方程 4 變成： V=5*eN(.0093633) 電容器充放電 周期電壓計算略表如下。 電壓在前半周期中上升，在后半周期中下降。它變化軌跡決定了表數(shù)的排列。如表所示，每半周期的采樣數(shù)大于所需中等大小值 。它可以在每次半周期最后采樣前實現(xiàn)比一般中間值更快的周期。在所需分辨率 。記下 N＝ 0， N＝ 1時采樣計算電壓的差值。但是臨近采樣的電壓隨著 N 的遞增而下降。在一個周期中。電壓和時間表現(xiàn)非線性關(guān)系。 表中所列計算電壓沒有加入查找表。但用來確定表數(shù)。在伏特計 應(yīng)用 中，計算電壓在 伏周圍，結(jié)果儲存在 packedBCD 式的表中，兩個數(shù)字一比特。 例子：對應(yīng) 伏的表中十六進制的 25，顯示 伏特計原件的精度是 +/1（ ）但即使使用精密元件，通過 RC模擬－數(shù)字變換方法無法到達這個精度。不同的元件值可能造成 +/ 伏的誤差，如下所示， 計算最壞情況下誤差 VC＝ 。首先用方程 3 確定與 r 和 c 一般值對應(yīng)的 t 結(jié)果顯示在 處 的變化?；蚴?+/ 的最壞誤差。最差的變換誤差可以通過用較小公差元件來進一步減小。變換準(zhǔn)確性和線性受電容器特性的影響。伏特計元件中使用的電容器是聚苯乙烯薄膜，雖然準(zhǔn)確性不好，但因隔絕了 吸收和其他影響而減小了誤差。 沒有被測試的誤差源包括：比較器的局限性，充放電周期的不對稱性，電容器電壓達不到起點或是 VCC,VCC 的變化。這些因素造成的變換誤差比單獨的元件誤差值大。 連續(xù)近似模數(shù)變換 這種轉(zhuǎn)換方法雖然增加元件數(shù)但提高了分辨率和準(zhǔn)確性。并縮短了轉(zhuǎn)換時間。 連續(xù)近似（ sa） ADCs 結(jié)合一個數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，一個比較器和一個連續(xù)近似電阻（ SAR）當(dāng)反饋 DAC 時， SAR 通過執(zhí)行二進制代碼的搜索，將產(chǎn)生與電壓相配的輸出。比較器比較 DAC 未知電壓和輸出，并返回 SAR 的結(jié)果。 SAR開始搜索控制最寬 輸出變化最主要的 DACbit，由于 DAC 輸出在未知值下為零輸入 SAR 在最小主要位周圍移動。 實驗結(jié)果為未知值對應(yīng)二進制編碼。在一個 8 位的轉(zhuǎn)換器中，要八次反復(fù)才能找到正確的二進制編碼。得到相關(guān)的快速變換。 在這個應(yīng)用中，一個帶積分模擬比較器 AT89CX051 微控制器執(zhí)行軟件中 SAR 功能。減少元件數(shù)。軟件 DAC 的選擇是一個 MC14088,8 位，低消耗的電流輸出類型。7 和 6 比特型相對來說適合于 MC1407 和 MC14086。 MC1408 連續(xù)在 毫安下+/1/2LSB， 25 度全輸出電流范圍確保準(zhǔn)確。 MC14088 的準(zhǔn)確性超過 ％，保證了八位的單一性和線性。 DAC 輸出設(shè)定時間為 300 十億分之一秒 DAC包含二進制加權(quán)，用的二進制代碼檢測輸入電流的電流導(dǎo)引開關(guān)。 輸入電流由 LM3362. 5 精密電壓參考源和一臺連續(xù)電阻器得到。 按比例繪制的當(dāng)前輸出變?yōu)橐徊僮鞣糯笃麟妷?，作為一電流對電?( I/ V)變換器。 LF355B 選做電流電壓變化器。 因為變換器有低的輸入補償電壓和高的輸出旋轉(zhuǎn)比率， 電流電壓變換器的輸出被送入 AT89CX051 比較器，和未知的電壓比較。 當(dāng)被編譯電壓超過未知的電壓時，比較器的 輸出變大，這被軟件檢測。 第 2 個在一個非反向運算放大器，統(tǒng)一獲得緩沖區(qū)可能被在未知的電壓源和提供間隔的 AT89CX051 比較器輸入之間插入一個統(tǒng)一緩沖區(qū)。 參考提供名義上的 伏特的輸出 (Vref)。 實際電壓可能從 伏特變化到 伏特。在 LM3362. 5 數(shù)據(jù)表里表明的方法使基準(zhǔn)電壓和溫度系數(shù)相平衡。 連接 DAC 的 14 腳的當(dāng)前參考電阻器 (Rref) 的額定值是 1240 歐姆， 產(chǎn)生一個 V / 1240 歐姆 (Vref/Rref)= milliamps 的參考電流 (Iref)。 在 DACscales lref 用 8 比特從 0/256 到 255/256 二進制編碼，輸出結(jié)果從零到 (Io)(Iref 0/256)到 mA(Iref 255/256)。 記下到 DAC 輸出電流的信號是和參考 (輸入 )電流的信號相對。 輸出電壓由 DAC 輸出電流 ( Io)以 i/ V 變換器的值得乘積來確定。 表面 輸出電壓是 歐 (Io F. S。Ro)= 伏。 電路不提供補償調(diào)整。由于 LF355B 運算放大器振幅有較低偏移電壓，所以偏移電壓不需要調(diào) 整。如果偏移電壓要調(diào)整， 增加補償在 LF355B 數(shù)據(jù)表內(nèi)加入了電路偏移修正。隨著 I/V 變換器獲得電阻器值的改變，結(jié)果可能變化。 電阻器連接非反向運算放大器的輸入應(yīng)該具有相同值以作為獲得電阻器與輸入偏移電流平衡。 1240歐電阻器連接 DAC 的腳 15 ， 2500 歐電阻器和運算放大器腳 3 連接可能相抵消，性能稍微下降。 MC14088DAC 需要提供 + 的電源； 選擇177。 伏使功耗減到最小。 LF355B 運算放大器需要提供177。 5. 0 伏和177。 15 伏雙極的電源。為與 DAC 兼容選擇 為負極，也可 根據(jù)需要用 15v 代替。正極電源可選擇 +15v，這樣可限制運算放大器輸出的抖動，達到比較器輸出限制 5v以上。 A 到 D 變換的速度受 DAC 輸出設(shè)定時間，運算放大器的旋轉(zhuǎn)速度和設(shè)定時間，比較器響應(yīng)時間和旋轉(zhuǎn)速度和執(zhí)行連續(xù)近似算法所需時間的限制。 DAC 輸出設(shè)定時間和比較器執(zhí)行 SA算法所需的響應(yīng)時間是可以忽略的。從輸入到運算放大器最大電壓是 5 伏， 需要一微秒旋轉(zhuǎn)時間和 ( 看 LF355B 數(shù)據(jù)表 )4 微秒的停滯時間。 這種延遲在軟件里適用； 參考附加信息的目錄。 一臺 12 MHz 處理器時鐘和一微秒指令周期的輸出結(jié)果， 8 位的變換可以在被 300 微秒內(nèi)進行。 未知輸入電壓在變化時必須保持不變的量。 這里提出的逐步近似法模數(shù)轉(zhuǎn)換器的明顯缺陷是需要雙極的電源和大量微控制器 I/O 腳來控制 DAC。 +15 伏特電源可能通過一個帶單獨的電源的LF355B 運算放大器代替，單獨的電壓源為 5v，作用和在標(biāo)記擺動的輸出等同。控制DAC的微控制器 I/O 腳的數(shù)量可以通過用 7 或 6 位的 DAC 代替來減少。 并行輸入DAC可被連續(xù)的 DAC 輸入替換 (更昂貴 )。 交替，邏輯交替的加入以接收微控制器的連續(xù)數(shù)據(jù)和 DAC 當(dāng)前并行數(shù)據(jù)。 這應(yīng)用軟件可能從 Atmel 的 BBS 下載獲得： (408)4364309. 請在源代碼文件的開始時參見意見塊以獲得關(guān)于特征和操作的詳細資料。 附錄 2 外文文獻 AnalogtoDigital Conversion Utilizing the AT89CX051 Microcontrollers The Atmel AT89C1051 and feature onchip Flash,low pin count, wide operating voltage,range and an integral analog application note describes two lowcost analogtodigital conversiontechniques which utilize the analog parato r in the AT89C1051 and AT89C2051 microcontrollers. RC AnalogtoDigital Converter This conversion method offers. An extremely low ponent count at the expense of accuracy and conversion time. In the example presented below,resolution is better than 50 millivolts, accuracy is somewhat less than a tenth of a Volt and conversion time is seven milliseconds or less. As shown in Figure 1, the RC analogtodigital. conversion method requires only two resistors and a capacitor in addition to the AT89CX051 microcontroller. A microcontroller output (pin 11), which swings from approximately ground to VCC, alternately charges and discharges the capacitor connected to the noninverting input of the internal parator (pin 12). The microcontroller measures the time required for the voltage on the capacitor to match the unknown voltage applied to the inverting input of the internal parator (pin 13).The unknown voltage is a function of the measured time. The HP50827300 LED displays shown in Figure 1 are not required for the conversion, but are utilized by the software to implement a simple twodigit result of the analogtodigital conversion is displayed in volts and tenths of a volt on the two displays. The voltmeter application does not utilize the full resolution of the RC conversion software,but serves to demonstrate the method as well as providing a tool for debug. The waveformfor a typical capacitor charge/discharge cycle is shown in Figure2. The discharge portion of the curve is identical to the charge portion rotated about the line VC = VCC/2. The equations and discussion below apply to the charge portion of the cycle, except where indicated. The voltage on the capacitoras a function of time is given by the exponential equation: VC = VCC (1e t/RC) (1) where VC is the voltage on the capacitor at time t, VCC is the supply voltage and RC is the product of the values of the resistor and capacitor. Note that voltag