【正文】 穩(wěn)的閘門時(shí)間信號(hào) Ts。因?yàn)殚T控雙穩(wěn)是受時(shí)基（標(biāo)準(zhǔn)頻率）信號(hào)控制的，所以 Ts 即準(zhǔn)確又穩(wěn)定。設(shè)計(jì)時(shí)通過晶體震蕩器和分頻器的配合，可以獲得 10S、 1S、 等閘門時(shí)間。由 于主門（閘門）的“與”功能，它的輸出端只有在閘門信號(hào) Ts 有效時(shí)間才有頻率 xf 的窄脈沖輸出，并送到計(jì)數(shù)器去計(jì)數(shù)。設(shè)計(jì)數(shù)器的值為 N，由頻率定義式可以計(jì)算得到被測(cè)信號(hào)頻率為 xf =N/Ts (21) 其原理框圖和時(shí)序圖如圖 所示。 （ a） 直接測(cè)頻法原理框圖 （ b） 直接測(cè)頻法時(shí)序圖 圖 （ a）直接測(cè)頻法原理框圖； （ b）直接測(cè)頻法 時(shí)序圖 時(shí)基脈沖 被測(cè)信號(hào) 實(shí)際檢出信號(hào) Ts 5 由式 (21)可知，當(dāng)閘門時(shí)間 T為 1S 時(shí)， N值即為被測(cè)量信號(hào)的頻率。該測(cè)量方法由于主門的開啟時(shí)間與被測(cè)信號(hào)之間不同步，而使計(jì)數(shù)值 N帶有177。 1 量化誤差；且當(dāng)被測(cè)信號(hào)頻率越低時(shí)，該量化誤差的影響越大。若再考慮由晶體振蕩器引起的閘門時(shí)間誤差，對(duì)式 (21)進(jìn)行誤差的累積與合成運(yùn)算后，可以得到直接測(cè)量測(cè)頻率誤差的計(jì)算公式如下： 1()CCC X CffNTf N T T f f????? ? ? ? ?? （ 22） 上式右邊第一項(xiàng)為量化誤差的相對(duì)值，其中 N? =177。 1；第二項(xiàng)為閘門時(shí)間的相對(duì)誤差，數(shù)值上等于晶體振蕩器基準(zhǔn)頻率的相對(duì)不確定度 CCf f? 。在 xf 一定時(shí)，閘門時(shí) 間 T越長(zhǎng)，測(cè)量準(zhǔn)確度越高。而當(dāng) T 選定后， xf 越高，由于177。 1誤差對(duì)測(cè)量結(jié)果的影響減小，測(cè)量準(zhǔn)確度越高。但是隨著177。 1誤差的影響的減小，閘門時(shí)間（也即基準(zhǔn)頻率）自身的準(zhǔn)確度對(duì)測(cè)量結(jié)果的影響不可忽略，這時(shí)可以認(rèn)為 CCf f? 是計(jì)數(shù)式直接測(cè)頻率準(zhǔn)確度的極限。 數(shù)字化直接測(cè)量周期的原理 雖然直接測(cè)頻法可以測(cè)出單位時(shí)間內(nèi)脈沖的個(gè)數(shù)即頻率，但是對(duì)于較低頻率的信號(hào)其檢測(cè)誤差會(huì)大大增大，解決辦法就是改直接測(cè)頻法為直接測(cè)周期法。圖 (a)為計(jì)數(shù)式直接測(cè)周期的原理框圖。與測(cè)頻原理框圖相比，其中門控雙穩(wěn)改由輸入信號(hào)放大、整形和分頻后的脈沖控制，所以閘門時(shí)間的寬度就等于 k 倍被測(cè)信號(hào)的周期kTx ；而主門的另一個(gè)輸入端，送入由晶體 震蕩器和分頻器產(chǎn)生的周期為 T0 的時(shí)標(biāo)脈沖信號(hào)。由于主門的“與”功能，它的輸出端只有在閘門信號(hào) kTx 期間有時(shí)標(biāo)脈沖輸出，并送到計(jì)數(shù)器去計(jì)數(shù)，計(jì)數(shù)器的值為 N。不難看出，被測(cè)信號(hào)的周期為： 0/Tx NT k? (23) 其原理框圖和時(shí)序圖如圖 所示： 5 （ a） 測(cè)周期法原理框圖 （ b）測(cè)周期法時(shí)序圖 圖 （ a）測(cè)周期法原理框圖； （ b）測(cè)周期法時(shí)序圖 與計(jì)數(shù)式測(cè)頻率相似，由于 Tx 和 T0 之間也不是同步的，所以計(jì)數(shù)值 N 也帶有177。 1量化誤差；此外由于晶振的不確定度，時(shí)標(biāo)的周期 T0 也存在誤差；最后，由于被測(cè)輸入信號(hào)噪聲的影響，使經(jīng) B通道放大整形后的脈沖周期 Tx 中還引入了一種觸發(fā)誤差。對(duì)式 (23)進(jìn)行誤差的積累和合成運(yùn)算，可以得到測(cè)周期誤差的計(jì)算公式如下： / 2 00000 0 .3 2( 1 0 )RTx N x T N x T F c TTx N T k Tx F c TxT F x F ck F c k??? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ???? ? ? ? ? (24) 上式右邊第一項(xiàng)為量化誤差的相對(duì)值，其中計(jì) 數(shù)誤差Δ XN =177。 1。第二項(xiàng)為時(shí)標(biāo)的相對(duì)誤差；第三項(xiàng)為觸發(fā)誤差θ，其中 R為被測(cè)信號(hào) XU 與噪聲 NU 比，可由公式 R=20 ㏒X NUU 計(jì)算 (單位為 dB） 。要降低觸發(fā)誤差就必須增大信噪比 R，并采用多周期測(cè)量，還被測(cè)閘 門信號(hào) 高頻基準(zhǔn)信號(hào) 實(shí)際檢出已知信號(hào) Tx 6 可以在整形電路中采用具有滯回特性電路來減小噪聲的影響。 在倍率 k和時(shí)標(biāo) T0 固定時(shí)，與測(cè)頻率相反，測(cè)量周期的誤差隨被測(cè) 信號(hào)的頻率升高而增大，此外由于有限的信噪比，使觸發(fā)誤差成為影響測(cè)量周期準(zhǔn)確度的主要因素。采用多周期測(cè)量可以有效的降低觸發(fā)誤差的影響。 多周期同步等精度測(cè)量的原理 無論是直接 測(cè)頻法還是測(cè)周期法，都無法保證閘門信號(hào)和另一信號(hào)的首尾實(shí)現(xiàn)同步，這就難以保證獲得較高的測(cè)量精度，其誤差在一個(gè)脈沖之內(nèi)。由此，當(dāng)引入多周期同步等精度測(cè)量法時(shí)，可以較好的解決這個(gè)問題。 多周期同步等精度測(cè)量法的原理是：電路需引入一個(gè)比被測(cè)信號(hào)頻率高若干倍的內(nèi)部時(shí)基信號(hào)，測(cè)量結(jié)果的誤差范圍便在這一個(gè)時(shí)基信號(hào)范圍內(nèi)。首先由相應(yīng)的控 制電路給出閘門開啟信號(hào)，此時(shí)計(jì)數(shù)器并不開始計(jì)數(shù)，而是等到被測(cè)信號(hào)的上升沿到來時(shí)才真正開始 計(jì)數(shù)。然后，兩組計(jì)數(shù)器分別對(duì)被測(cè)信號(hào)和時(shí)基信號(hào)脈沖計(jì)數(shù)，當(dāng)控制電路給出閘門關(guān)閉信號(hào)，此時(shí)計(jì)數(shù)器并不停止計(jì)數(shù)，而是等到被測(cè)信號(hào)的上升沿到來時(shí)才真正停止計(jì)數(shù)。圖 中 xf 為輸入信號(hào)頻率， cf 為時(shí)鐘脈沖的頻率。 A、 B兩個(gè)計(jì)數(shù)器在同一閘門時(shí)間 T 內(nèi)分別對(duì) xf 和 cf 進(jìn)行計(jì)數(shù)，計(jì)數(shù)器 A的計(jì)數(shù)值 AxN fT? ，計(jì)數(shù)器 B 的計(jì)數(shù)值為 BCN f T? 。由于 NA／ fx=N／ fc=T，則被測(cè)頻率 Xf 和周期 Tx 分別為： AXCBNffN? AXCBNTTN? (27) 式 (26)中 CT =1/ Cf ，為時(shí)鐘的周期。圖 中同步電路（ D 觸發(fā)器）的作用在于使計(jì)數(shù)閘門信號(hào)與被測(cè)信號(hào)同步，實(shí)現(xiàn)同步開門，并且開門時(shí)間 T 準(zhǔn)確地等于被測(cè)信號(hào)周期的整數(shù)倍，故式 (26)、 (27)中的計(jì)數(shù) AN 沒有177。 1 量化誤差。計(jì)數(shù)器 BN 雖然有量化誤差，但由于 Cf 很高 ， BN 遠(yuǎn)大于 1，所以 BN 的177。 1 量化誤差的相對(duì)值（177。 1/ BN ）很小，且該誤差與被測(cè)頻率 Xf 無關(guān)，因此在整個(gè)測(cè)頻范圍內(nèi)，多周期同步等精度測(cè)量法能夠?qū)崿F(xiàn)等精度的測(cè)量。該測(cè)試方法需要的除法功能運(yùn)算，對(duì)于使用微處理器的儀器來說，是不難實(shí)現(xiàn)的。 考慮計(jì)數(shù)值 BN 的177。 1量化誤差 、時(shí)鐘 Cf 的不確定度和同步門的觸發(fā)誤差時(shí)，根據(jù)式 (26)和式 (27)可以推導(dǎo)出倒數(shù)計(jì)數(shù)器的測(cè)頻、測(cè)周期誤差的計(jì)算公式： / 2 00 .3 2( 1 0 )RCCXXX X CTffTf T T f k ????? ? ? ? ? ? (28) 上式中 R=20 ㏒X NUU，為被測(cè)信號(hào) XU 與噪聲 NU 比， k為多周期倍率。與式（ 22）、（ 24）相比較 ，式 (28)中沒有對(duì)被測(cè)信號(hào)計(jì)數(shù)引起的177。 1量化誤差，只有 BN 計(jì)數(shù)器在同步門 T 周期的177。 1計(jì)數(shù)誤差 CT /T ，而且與被測(cè)量信號(hào)的頻率無關(guān)，即在整個(gè)測(cè)量頻 7 段上是等精度的。這時(shí)多周期同步等精度測(cè)量法的測(cè)頻、測(cè)周期的精度在整個(gè)測(cè)量頻段上均可達(dá)到 710? 量級(jí)。 其原理框圖和時(shí)序圖如圖 所示。 （a）多周期同步等精度測(cè)量法原理框 9 （ b）多周期同步等精度測(cè)量法時(shí)序圖 圖 （ a）多周期同步等精度測(cè)量法原理框圖 。 (b) 多周期同步等精度測(cè)量法時(shí)序圖 實(shí)驗(yàn)方案的確定 測(cè)量方法的確定 經(jīng)過 節(jié)對(duì)頻率測(cè)量和周期測(cè)量方法的分析，得知 直接測(cè)量法不可能滿足該任務(wù)所要求的測(cè)量精度，只要采用 多周期同步等精度測(cè)量法 就 可以 直接讀出被測(cè)信號(hào)的周期值或者頻率值，在中界頻率附近能達(dá)到較高的測(cè)量精度?；谝陨嫌懻?，決定選用多周期同步測(cè)量法來實(shí)現(xiàn)該數(shù)字頻率計(jì)。 頻 率測(cè)量模塊的方法 頻率測(cè)量模塊我們選擇 等精度測(cè)頻法 ， 其實(shí)現(xiàn)方式可用圖 來說明。 圖 等精度測(cè)頻 原理圖 當(dāng)方波預(yù)置門控信號(hào)由底變?yōu)楦唠娖綍r(shí)，經(jīng)整形后的別測(cè)信號(hào)上升沿啟動(dòng) D觸發(fā) 9 器，由 D 觸發(fā)器的 R段同時(shí)啟動(dòng)可控計(jì)數(shù)器 CNTI 和 CNT2 同時(shí)計(jì)數(shù)，當(dāng)預(yù)置門為低電平時(shí)，隨后而至的被測(cè)信號(hào)使可控計(jì)數(shù)器同時(shí)關(guān)閉。設(shè) Fx為整形后的被測(cè)信號(hào)， Fs為基準(zhǔn)頻率信號(hào)，若在一次預(yù)置門高電平脈寬時(shí)間內(nèi)被測(cè)信號(hào)計(jì)數(shù)值為 NX,基準(zhǔn)頻率計(jì)數(shù)值 NS，則有： Fx=(Fs／ NS)NX 周期測(cè)量模塊的方法 周期測(cè)量與 頻率 測(cè)量完全相同，只是在進(jìn)行計(jì)算時(shí)公式不同，用周期 T 代換 等 精度頻率測(cè)量公式中的頻率因數(shù)即可 。 計(jì)算公式為 ? ?SSX XTNT N?? (215) 式中， XT 為被測(cè)信號(hào)周期的測(cè)量值， SN 、 XN 分別 與 (1— 2)式中的 Ns、 XN 含義相同。 脈沖寬度測(cè)量模塊的方 法 在進(jìn)行脈沖寬度測(cè)量時(shí)，首先經(jīng)信號(hào)處理電路進(jìn)行處理，限制只有信號(hào)的 50%幅度及其以上部分才能輸入數(shù)字測(cè)量部分。脈沖邊沿被處理得非常陡峭，然后送入測(cè)量計(jì)數(shù)器進(jìn)行測(cè)量。 測(cè)量電路在檢測(cè)到脈沖信號(hào)的上升沿時(shí)打開計(jì)數(shù)器，在下降沿是關(guān)閉計(jì)數(shù)器，設(shè)脈沖寬度為 Twx，計(jì)算公式為： Twx=Nx/fs。 周期脈沖信號(hào)占空比測(cè)量模塊 測(cè)一個(gè)脈沖信號(hào)的脈寬，記其值為 Twx1；信號(hào)反相后 ,再測(cè)一次脈寬并記錄其值 Twx2,通過 以下公式汁算： 占空比 T wx1/(Twx1+Twx2)] 100% (217) 系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì) 根據(jù)頻率計(jì)的設(shè)計(jì)要求，我們可將整個(gè)電路系統(tǒng)劃分為幾個(gè)基本模塊，組成模塊框圖如圖 所示。 10 圖 頻率計(jì)組成模塊框圖 其主要由以下幾個(gè)部分構(gòu)成： (1) 信號(hào)整形電路。用于對(duì)待測(cè)信號(hào)進(jìn)行放大和整形，以便作為 CPLD 的輸入信號(hào)。 (2) 測(cè)頻電路。是測(cè)頻的核心電路模塊，由 CPLD 器件擔(dān)任。 (3) 單片機(jī)電路模塊。用于控制 CPLD 的測(cè)頻操作和讀取測(cè)頻數(shù)據(jù)，并作出相應(yīng)數(shù)據(jù)處理。 (4) 50MHz 的標(biāo)準(zhǔn)頻率信號(hào)源。本 模塊采用高頻率穩(wěn)定度和高精度的晶振作為標(biāo)準(zhǔn)頻率發(fā)生器，產(chǎn)生 50MHz 的標(biāo)準(zhǔn)頻率信號(hào)直接進(jìn)入 CPLD。 (5) 鍵盤模塊?？梢杂?5個(gè)鍵執(zhí)行測(cè)試控制，一個(gè)是復(fù)位鍵，其余是命令鍵。 (6) 數(shù)碼顯示模塊?？梢杂?7 個(gè)數(shù)碼管顯示測(cè)試結(jié)果，最高可表示百萬分之一的精度。 穩(wěn)壓電源 電路 本項(xiàng)設(shè)計(jì)要求的電源均為177。 5V 的直流穩(wěn)壓電源。 7905 空載時(shí)測(cè)量輸出在 6V 左右．加上負(fù)載，輸出正常。 7805 驅(qū)動(dòng)電流可達(dá) 1A，運(yùn)行時(shí)電流 200～ 300mA， 7805 溫度有 50 度左右。 頻率計(jì) 穩(wěn)壓電源電路圖如圖 所示。 14 圖 頻率計(jì) 穩(wěn)壓電源電路 信號(hào)放大整形電路 信號(hào)放大整形電路包括放大級(jí)和整形級(jí)兩部分。 放大級(jí)的設(shè)計(jì)主要考慮增益和帶寬的指標(biāo)。因?yàn)楹竺娴恼渭?jí)采用了電壓比較器，所以放大級(jí)的增益應(yīng)根據(jù)頻率計(jì)指標(biāo)提出的最小輸入信號(hào)幅度（ ）和 電壓比較器所要求的輸入電壓的最小壓擺率來決定。 在本通道中，電壓比較器整形級(jí)是設(shè)計(jì)過零觸發(fā)方式的，因此必須對(duì)輸入信號(hào)過零處的壓擺率予以審查。，從輸入級(jí)到第二放大級(jí)其帶寬大于 10MHz 的指標(biāo)要求完全可以達(dá)到的。 因?yàn)槟M通道部分所用的器件都是帶寬高速器件，為了防 止寄生振蕩，在每個(gè)器件的電源引腳附近到地之間均需要加上去耦電容，每組去耦電容由兩種電容并聯(lián)起來，以取得良好的寬頻帶寬去耦效果。其中容量小的（ F）用陶瓷電容，對(duì)高頻分量有良好的去耦作用；容量大的（ F）用鉭電解電容，對(duì)低頻分量有良好的去耦作用。 整形級(jí)選用輸出為 TTL 電平的高速集成雙壓比較器 MAX902 來構(gòu)成，它比 TTL 電路有觸發(fā)靈敏度高、因而可降低放大級(jí)增益的優(yōu)點(diǎn)；上面已討論過，根據(jù)手冊(cè)提示，使用高速電壓比較器時(shí)必須保證輸入信號(hào)的壓擺率大于手冊(cè)上所給的最小容許值，以免在比較器輸出信號(hào)的前后沿部 位產(chǎn)生振蕩。此外電源引腳附近也需要加接良好的去耦電容，布線短，數(shù)字電源和模擬電源的接地要分開，以免比較器輸出端的數(shù)字信號(hào)干擾模擬電路部分的工作。 為了防止輸入信號(hào)過大而損壞后面的元器件，在輸入端加上由一個(gè) 470? 電阻和兩個(gè)二極管組成的限幅保護(hù)電路。限幅二極管應(yīng)選用結(jié)電容小，開關(guān)時(shí)間短，容許的正向電流大且正向壓降小的管子， 2DK17A 開關(guān)二極管是符合上述要求的一種。有時(shí)被測(cè)信號(hào) 11 中含有較高的直流分量，為了保證通道放大器正常工作，輸入信號(hào)應(yīng)通過隔直流電容耦合到輸 入級(jí)的輸入端，為此還要加上交、直流耦合切換開關(guān) S1。 圖 信號(hào)放大整形電路 單片機(jī)控制電路 對(duì)單片機(jī)這部分的主要指標(biāo)考慮如下：①由 +5V 電源供電， I/O 口與 TTL 電平兼容，并有足夠數(shù)目的 I/O 口；②要有豐富的四則算術(shù)運(yùn)算和邏輯運(yùn)算指令，指令執(zhí)行速度要快；③片內(nèi)除 RAM 外還要有 EPROM；④至少有兩個(gè) 16 位的定時(shí)器 /計(jì)數(shù)器；⑤有外部中斷輸入引腳；⑥具有串行通信口；⑦價(jià)格要低廉。 根據(jù)以上條件，查閱相關(guān)資料，發(fā)現(xiàn) 8位單片機(jī)