【正文】 能。一般電能計量是累計電量，為用表以來的用電量總和。數(shù)字電能表還要求記錄多月電量，也就是歷史電量。輸入有功也叫做正向有功，指電流從輸入端子到輸出端子的方向；而輸出有功也叫做反向有功，電流方向與正向相反。輸入無功指電流滯后于電壓時，線路所具有的無功，而輸出無功指電流超前與電壓時所具有的無功。將一天分成若干時間段，給每段時間規(guī)定其費率特征：峰，平，谷。按照費率特征分別累計電量，得到電能的分時計量。規(guī)定不同的費率，利用經(jīng)濟的杠桿作用，實現(xiàn)了調(diào)節(jié)用電量，從而達到削峰填谷，平衡負(fù)荷的作用。進而使發(fā)電機及供電網(wǎng)發(fā)揮最大的功效。電能表的分時計量需要表計內(nèi)部自帶實時時鐘，并且將時段參數(shù)設(shè)置到表計中，電能表白動進行時段的切換。3. 最大需量計量由于生產(chǎn)的特點，用戶負(fù)載(功率P)是隨著時間變化的，將一天分為若干段，每一段時間為T，在每一個T內(nèi)的平均功率，稱為用戶需量，T稱為需量周期。在一定結(jié)算期內(nèi)(如一個月)所有用戶需量中的最大值，即為該用戶的當(dāng)月最大需量。數(shù)字電能表采用滑差式方法測量最大需量。最大需量的計算方法是：每個滑差步進時間到時，計算截止到當(dāng)前時刻的一個需量周期的平均功率，并且與最大值進行比較。若小于最大值則放棄；若大于最大值，則將其記錄下來。4. 監(jiān)控功能數(shù)字電能表可以實現(xiàn)一些監(jiān)控功能：功率監(jiān)控：設(shè)定功率上限，當(dāng)電能表計量的功率超過上限時報警，如果連續(xù)超限將跳閘。失壓檢測：當(dāng)電能表檢測到某相電壓小于給定電壓下限時，表明發(fā)生故障，電能表將給出失壓報警，并記錄發(fā)生時間，發(fā)生累計次數(shù)，發(fā)生累計時間。過流監(jiān)測：當(dāng)電能表監(jiān)測到電流大于給定上限時，電能表給出過流報警，并記錄發(fā)生時刻，發(fā)生次數(shù)，發(fā)生累計時間。5. 監(jiān)測功能數(shù)字電能表可以測量各相瞬時電壓，電流，有功功率，無功功率，功率因數(shù)，視在功率等，高擋表還可以分析諧波含量和相角，這些功能可以用于用電監(jiān)測與判斷用電管理系統(tǒng)以及為綜合分析系統(tǒng)提供數(shù)據(jù)。6. 事件記錄功能數(shù)字多功能電能表可以記錄多種事件的發(fā)生時間及當(dāng)時的狀態(tài)，以便進行故障分析和判斷。這些事件有：電能表上電，清零，設(shè)置參數(shù)，最大需量清零，失壓，過流，功率超限，自檢出錯等。7. 自檢功能數(shù)字電能表功能較多，構(gòu)成比較復(fù)雜，由于承擔(dān)著電能量計費的重要功能，使用可靠性要求高。電能表中各個部分都有可能會損壞，在損壞后，電能表會及時發(fā)出信號(顯示報警或聲光報警)以提示用戶盡快處理。一般自檢如下部件：電能表內(nèi)部的時鐘芯片，存儲器(包括數(shù)據(jù)存儲器和程序存儲器)，顯示器等，電能表外部接線情況，線路故障，失壓，過壓，過流，超功率等。8. 負(fù)荷曲線記錄為了滿足用電監(jiān)測，關(guān)口表競價上網(wǎng)等功能，電能表需要帶時標(biāo)(記錄時刻)記錄多種電量，一般記錄間隔可以設(shè)定為一分鐘或幾十分鐘，記錄的電量數(shù)據(jù)有：有功電能，無功電能，電壓，電流，有功功率，無功功率等。要求記錄時間為幾天，幾個月甚至一年。通過手持裝置或其他方式從電表內(nèi)將這些數(shù)據(jù)讀出，可以畫出不同記錄電量的時間曲線。電能表內(nèi)部一般設(shè)計有大容量數(shù)據(jù)存儲器用于保存負(fù)荷曲線記錄數(shù)據(jù)。167。 系統(tǒng)選定比較方案一： 單片機：STC89C51RC AD芯片：ADC0809 顯示電路：LED 乘法器電路：時分割乘法器 方案二： 單片機：STC89C52RC AD芯片：ADC0832 顯示電路：LCD1602 乘法器電路：數(shù)字乘法器 方案比較： 方案一的單片機STC89C51RC的內(nèi)存大小和計數(shù)器數(shù)量無法滿足本設(shè)計的要求，而方案二的單片機STC89C52RC具有8K內(nèi)存和3個計數(shù)器完全可以滿足設(shè)計的需要。 方案一的AD芯片ADC0809為單通道，由于本設(shè)計要對電流和電壓進行采樣，單通道無法對電流和電壓進行同時采樣的計算，這樣就不能保證計算的準(zhǔn)確性。 方案一的顯示電路為LED，這種顯示器耗電量大，無法體現(xiàn)本設(shè)計節(jié)約用電的思想。 方案一的乘法器電路采用時分割乘法器，這種乘法電路的精度不高，電路焊接很影響精度，方案二的是在單片機內(nèi)部做乘法電路，所以精度高。 綜上所述方案二的選用最適合本設(shè)計要求。第2章 電能計量和信號處理理論167。 電能計量分析167。 電能計量的基本原理電能在物理上可以看成是從電源流向負(fù)載的能量流，用戶在單位時間內(nèi)消耗電能的快慢程度用功率來表述。功率可以分為在一段時間內(nèi)的平均功率和某一時刻的瞬時功率。對于在一段時間內(nèi)大小和方向都不發(fā)生改變的直流電壓、電流來講，平均功率值與其瞬時功率值是相等的。而對于交變的電壓，電流來講，瞬時功率[4]是時刻都在變化的，平均功率與瞬時功率是不相等的。要計算用電設(shè)備在一段時間內(nèi)消耗的總的有功功率應(yīng)該在這段積分時間內(nèi)，對瞬時功率進行累加。設(shè)電壓為u(t)，電流為i(t)，則瞬時功率為p(t)=u(t)i(t)，也是隨著時間變化的函數(shù)，它在某個周期內(nèi)的平均值應(yīng)等于該函數(shù)對時間積分后，再除以時間間隔，所以平均功率應(yīng)為：P平均=E/△T = = (21)對于電壓電流均為正弦信號的交流電，式(21)等價為：P平均=E/T = UI cosdt／T (22)其中U，I分別為交流信號有效值。是電壓信號超前于電流信號的相位差值，cos稱為功率因數(shù)，它表征了電網(wǎng)中實際消耗電能的平均功率(有功功率)與U，I的乘積(視在功率)的比值。在實際電網(wǎng)中，電壓電流信號基本上都不是只包含50Hz頻率分量的正弦信號，而是含有很多諸如l00Hz，150Hz，200Hz等諧波的信號。此外，電網(wǎng)負(fù)載尤其是開關(guān)電源還會引入各種各樣的噪聲，引起電壓的諧波和波形畸變。事實上我們可以發(fā)現(xiàn)瞬時功率信號p(t)=u(t)i(t)本身是一個含有直流分量和高頻分量的信號，而任何頻率不為0的頻率分量從長期來看對于時間積分都沒有貢獻，因此電能計量數(shù)學(xué)上就相當(dāng)于計算瞬時功率P的直流分量在時間上的積分。167。 正弦波形下的電壓電流不同功率因數(shù)下的功率的測量電壓信號與電流信號的乘積即為瞬時功率信號，其對時間的積分得到在一段時間內(nèi)消耗的電能。當(dāng)電壓電流同相位時有，p(t)=v(t)i(t)=V sin wtI sin wt=VI＝VI／2 (1—) (23)采用對瞬時功率信號進行低通濾波就能得到有功功率分量(直流分量)。當(dāng)電壓和電流信號相位不同時，設(shè)電流信號滯后于電壓信號60176。，并設(shè)電壓和電流波形都是正弦的，那么瞬時功率信號中的有功功率分量(直流分量)為：P（t）=v(t)i(t)=VI =[－] =－ (24)電壓與電流的相位無論相同與否，這種從瞬時功率信號中獲得有功功率的方法(低通濾波法)都是有效的。從以上推導(dǎo)可知，當(dāng)功率因數(shù)為1即電壓電流同相位時，瞬時信號中的有功功率分量(直流分量)為(VI)／2，176。時，瞬時信號中的有功功率分量(直流分量)為：(VI／2)cos60176。167。 非正弦波形的電壓電流不同功率因數(shù)下的功率的測量在實際應(yīng)用中，電壓和電流波形都要含有一定的諧波成分，對于非正弦的電壓電流波形先利用傅立葉變換將電壓電流表達成諧波分量之和： (25) (26)基波有功功率P1=V1I1cos，諧波有功功率PH=對于純正弦波有功功率的計算是精確的，而對于非正弦波形來說，可以將其看成是頻率不相同的正弦波的疊加，有功功率的計算同樣是精確的。167。 模數(shù)轉(zhuǎn)換經(jīng)過互感器采樣得到的電壓電流信號為模擬信號，為了將模擬信號轉(zhuǎn)換成計算機能夠處理的數(shù)字信號，設(shè)計中需要一個模數(shù)轉(zhuǎn)換器。A／D轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方式很多，有逐次比較型A／D轉(zhuǎn)換器，雙積分型A／D轉(zhuǎn)換器，Σ一△型AID轉(zhuǎn)換器等。其中Σ一△型[5]A／D轉(zhuǎn)換器精度高、線性好、速度快、功耗低、價格低廉。Σ一△型A／D轉(zhuǎn)換器是以很低的采樣分辨率和很高的采樣速率將模擬信號數(shù)字化，通過使用過采樣、噪聲整形和數(shù)字濾波等方法增加有效分辨率，然后對ADC輸出的結(jié)果進行采樣抽取處理，以降低有效采樣速率。電路結(jié)構(gòu)是由簡單的模擬電路(一個比較器，一個開關(guān)，一個或幾個積分器及模擬求和電路)和復(fù)雜的數(shù)字信號處理電路構(gòu)成。 167。 過采樣過采樣ADC是一種數(shù)字輸出與模擬輸入成正比的線路，因為輸入量是任意的，輸出的數(shù)字是有位數(shù)限制的，輸出量是量化的，因此輸出與輸入之間存在著+112LSB的量化誤差，在交流采樣中，這種量化誤差會產(chǎn)生量化噪聲。如果對ADC輸入一個恒定的直流信號，那么多次采樣的結(jié)果總是相同的，而且分辨率受量化誤差的限制。如果在這個直流信號上疊加一個交流信號，并且用比這個交流信號高很多的頻率采樣，得到的數(shù)據(jù)應(yīng)該是變化的，用這些結(jié)果的平均值表示ADC輸出的結(jié)果比單純的采樣得到的輸出分辨率要高很多，這種方法稱為過采樣。如果模擬輸入信號本身就是交流信號則不必疊加交流信號，采用過采樣的方法同樣也能得到較高的采樣分辨率。167。 過采樣的頻域分析由于直流信號轉(zhuǎn)換具有177。1／2LSB的量化誤差，所以采樣系統(tǒng)具有量化噪聲。一個理想的常規(guī)的N位ADC的采樣量化噪聲是有效值的q／，均勻分布在奈奎斯特頻帶直流(KFs)／2范圍內(nèi)，其中q是LSB的權(quán)重，磚為采樣速率，模擬低通濾波器[6]將濾除風(fēng)Fs／2以上的噪聲。 如果用KFs的采樣速率對輸入信號采樣(K為采樣倍數(shù))，奈奎斯特頻率增至(KFs)／2，量化噪聲增至直流到(KFs)／2，其有效值降到原來的1／，模擬低通濾波器只要濾除似(KFs)／2以上的噪聲，因此可以降低對抗混疊濾波器的設(shè)計。又由于系統(tǒng)的通帶頻率仍然為Fs，所以可以在ADC之后加一個數(shù)字濾波器消除幾到(KFs)／2之間的無用信號而又不影響有用信號，從而提高信噪比，實現(xiàn)使用低分辨率ADC達到高分辨率的效果。如果簡單的使用過采樣的辦法使分辨率提高N位，則必須進行K=倍過采樣，為了使采樣不超過一個合理的界限，需要對量化噪聲整形使得大部分噪聲位于Fs／2到(KFs)／2之間，只有一小部分留在直流到Fs／2內(nèi)，這正是Σ一△調(diào)制器所起的作用。噪聲頻譜被整形后，數(shù)字濾波器可以去除大部分的量化噪聲，使總信噪比大大增加。167。 Σ一△A／D轉(zhuǎn)換器的量化A／D轉(zhuǎn)換器的量化過程是用一等間隔階梯波函數(shù)xl(t)去逼近一時間連續(xù)函數(shù)的波形x(t)。傳統(tǒng)原理的A／D轉(zhuǎn)換器的量化是等時間間隔t對連續(xù)波形采樣，進行幅值量化。根據(jù)采樣定理，采樣頻率應(yīng)高于被采樣連續(xù)波形頻率的兩倍以上。而當(dāng)采樣頻率很高時，即采樣頻率被測連續(xù)波形的無窮倍時，則采樣的時間間隔t很小，可以認(rèn)為每個時間間隔的階梯波幅值差=xl(t+t)一xl(t)是相等的，即前一采樣點幅值加上△就等于后一采樣點幅值。這個相鄰間隔采樣點的幅值之差就是增量△。一個連續(xù)波形就可以用一采樣點的幅值加減△的階梯來近似表達。此階梯有兩個特點：一是在應(yīng)間隔內(nèi)xl(t)值相等；二是兩個相鄰采樣點幅值之差為△。若把△作為量化單位，由于△增量值是不變的，所以可以實現(xiàn)l bit量化。當(dāng)階梯波上升，△編碼為“1”；階梯波下降，△編碼為“0”。此時xl(t)就可以用△編碼序列來表示，即是增量調(diào)制。由于采樣頻率遠高于基于采樣定理的奈奎斯特采樣頻率，所以稱為過采樣。167。 Σ一△A／D轉(zhuǎn)換器的量化誤差分析當(dāng)t足夠小時，xl(t)波形可以近似為連續(xù)波形x(t)，但是t不可能為“0’’， 這樣，編碼過程中xl(t)和x(t)就產(chǎn)生了量化誤差，也稱之為量化噪聲。量化誤差最大值范圍是177。假定量化誤差序列e（n）符合白噪聲分布，即e(n)是一平穩(wěn)的隨機序列：e(n)本身的任意兩值之間不相關(guān)，且與信號x(n)不相關(guān)：e(n)具有均勻等概率分布。它具有與信號的相加性，可以按數(shù)理統(tǒng)計方法分析量化誤差。其模型如圖21所示。圖21 量化誤差分析模型e(n)可用兩個最重要的統(tǒng)計參數(shù)me和方差來表征。me代表噪聲的直流分量，代表除去直流分量的量化噪聲的平均功率。因為： me=0 (27)=／12=／() (28)式中E為信號幅度的取值范圍(即A／D的參考電壓)；N為量化級數(shù)。如A／D的編碼為n位，則N=，所以：=／(3x) (29)由式(29)可知，隨著A／D的編碼位數(shù)的增加，量化誤差呈指數(shù)性下降。167。 Σ一△ADC的調(diào)制器和量化噪聲整形一階Σ一△ADC是以KFs只的采樣速率將輸入信號轉(zhuǎn)換成由l和0構(gòu)成的串行位流，l bit的DAC由這串位流驅(qū)動，DAC的輸出以反饋的形式和輸入求和。根據(jù)反饋理論，當(dāng)反饋環(huán)路的增益足夠深，DAC輸出的平均值接近輸入信號的平均值。由于積分器可以在頻域內(nèi)用一個幅度響應(yīng)與1／F成正比的濾波器表示，又由于帶時鐘的鎖存比較器具有類似于斬波器的作用，它將輸入信號轉(zhuǎn)換為高頻交流信號，在輸入信號平均值附近變化，因而低頻下的量化噪聲大大減少(積分器對量化噪聲相當(dāng)于一個高通濾波器)。這種情況下產(chǎn)生噪聲的頻譜嚴(yán)格的依賴于采樣速率，積分器的時間常數(shù)以及電壓反饋誤差。圖22所示頻域線形化模型對Σ一△調(diào)制器做進一步分析。其中積分器模擬一個具有給定傳遞函數(shù)H(f)的模擬濾波器，H(f)表明其幅頻響應(yīng)特性與輸入頻率成反比。量化模擬放大器輸出與量化噪聲疊加。使用頻域分析方法的一個優(yōu)點是可以利用代數(shù)形式表示信號。輸出信號Y可以表示為輸入信號X在求和點處和輸出信號相減，即(x—y)，并與模擬濾波器(積分器)的傳遞函數(shù)及放大增益g相乘，然后再與量化噪聲Q相加。 圖22 頻域線形化模型如果：g=1，H(f)=1／F