【正文】 (故障消除時能恢復(fù)正常工作)。 主電路參數(shù)設(shè)計時，考慮穩(wěn)態(tài)時各元器件的電壓電流關(guān)系。 由于輸入濾波電容的存在，忽略三相整流后電壓的波動，從而近似輸入電壓無波動。【1】a、占空比和變壓器變比的確定控制芯片選用UC3525，開關(guān)頻率設(shè)計在50K。在輸入電壓最低為410VDC時，保證輸出電壓以達到180V。 由公式： （31）可得變壓器原副邊變比K=N1:N2=，考慮到實際電路中會有一定的占空比丟失，取變比K為2。b、磁芯選擇 根據(jù)公式 （32）其中等價功率PT=，載流密度J=4A/mm2，窗口利用系數(shù)KO=，,，EE55B型磁芯符合.再根據(jù)公式 （33）得到變壓器原邊參數(shù)N1=，取28，根據(jù)變比要求取副邊匝數(shù)為14。 a、濾波電感根據(jù)公式 （34）其中R為5，=1對應(yīng)電感電流的臨界點，=50KHZ，求得L=130uH。b、濾波電容根據(jù)公式 （35）其中R為5，=50KHZ，求得C=70uF。 根據(jù)整流后的最高輸入電壓為615V,選取耐壓為800V的MOSFET。 續(xù)流管中流過的是變壓器磁化電流，取磁化電流為負載電流的5%，因此得到流過原邊續(xù)流管的電流為 原邊續(xù)流管的電壓應(yīng)力是輸入直流母線電壓，最大為615V，選取DSEl8—12型二極管。 流過整流管電流的瞬時值是流過開關(guān)管電流瞬時值的兩倍，則流 過整流管的最大電流為 I=2Iq=承受的最大電壓也為615V，選取DSEl30—12二極管。開關(guān)頻率相對于輸出功率變化的頻率很高，在每個開關(guān)周期中，電感電流近似不變。流過該二極管的最大電流為IDFmax=IDRmax=考慮到線路電感引起的電壓尖峰和反向恢復(fù)損耗可能會熱擊穿二極管，選取兩個IXYS公司的DSEl30—06二極管串聯(lián)。 控制電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計 控制電路采用Unitrode公司的集成芯片UC3525，此芯片是電壓型芯片，可以外接一個運算放大器，做電壓環(huán)，其內(nèi)部的運放用來做電流環(huán)，該芯片具有功能強大、集成度高等優(yōu)點，能完全滿足控制及保護功能要求。UC3525能提供接近50%的脈寬控制，可設(shè)定死區(qū)時間，對稱性好，工作頻率可達400kHz，圖騰柱結(jié)構(gòu)輸出，輸出能力達500mA，內(nèi)帶2MHz帶寬的放大器，軟啟動功能，Shutdowm保護端功能。【10】根據(jù)控制要求，采用如圖31所示的3525外圍電路及參數(shù)要求。頻率由6腳與5腳值決定。開關(guān)頻率為50KHz,內(nèi)部振蕩頻率為100 KHz,可確定:, 。由于雙管正激變換器無直通現(xiàn)象，為了提高系統(tǒng)的動態(tài)相應(yīng)，可以盡量增大最大占空比，因此在設(shè)計時，將死區(qū)設(shè)置電阻Rd定位0。芯片加電后，軟啟動端P8腳提供50uA的輸出電流，對應(yīng)輸出占空比從0緩慢增至最大值，設(shè)定軟啟動電容l0uF。軟啟動時間為：軟啟動端電平拉低后驅(qū)動信號為零。在變換器出現(xiàn)某些故障時，可以拉低軟啟動端電平，使輸出為零，如輸出過欠壓故障、輸入過壓故障、功率管過流故障等。軟啟動端可以減小功率管的開機沖擊，避免變壓器的雙倍磁通效應(yīng)。，切斷芯片工作，沒有驅(qū)動信號輸出，并給軟啟動端電容復(fù)位：，重新軟啟動。要正常實現(xiàn)保護功能。某些故障保護端必須加在Shutdowm，如功率管短路故障、輸入過壓故障、變壓器原邊過流故障等。9腳附近并接較小容量的解耦電容，濾除圖騰柱產(chǎn)生的諧波，以免影響系統(tǒng)的正常工作。圖31UC3525外圍電路圖32過電流保護電路圖3—2是原邊電流取樣電路。TT2是脈沖電流互感器，它們在電路中交替工作用來檢測功率M0SFET漏極流過的電流波形。目前可行的電流取樣器件有，無感電阻、霍爾電流傳感器、普通的電流互感器。無感電阻是采用無感繞法的低值電阻，盡管用法簡單，但會造成明顯的附加壓降和損耗?；魻栯娏鱾鞲衅魇潜容^理想的快速電流檢測器件，但價格較貴限制了它的應(yīng)用。普通的電流傳感器存在帶寬限制以及輸出信號失真等問題。 這里我們采用了脈沖電流互感器，套在功率MOSFET的漏極引線上，線上流過的電流是漏極電流Ids。引線相當于脈沖電流互感器的原邊，匝數(shù)為1匝，磁環(huán)如果繞了N匝，則原副邊匝比為1/N。假設(shè)電流互感器鐵芯的工作磁導(dǎo)率很大，當互感器的原邊流過正脈沖電流Ids時，副邊電流為Is=Ids/N，Is在檢測電阻RR6上建立電壓，Urs=Isr/N(R5=R6=R)，原邊電流降到0時磁場儲能通過擊穿二極管去磁。這樣副邊檢測電壓 很好地再現(xiàn)了原邊脈沖電流。電容CC2用于吸收高頻振蕩尖峰。檢測電壓送給LM31l比較器并與基準電壓進行比較。正常時，LM31l的輸出為高電平，當檢測到脈沖電壓的峰值超過基準電壓時，輸出低電平，這個信號傳給后接的保護、鎖定電路進行過流保護。圖33主功率管驅(qū)動電路如圖3—3所示是一路雙管正激電路的兩個主功率管的驅(qū)動電路。設(shè)計時應(yīng)考慮：1)由于雙管正激電路結(jié)構(gòu)上的需要，兩個主功率管必須電氣隔離，因此采取了如圖所示的隔離驅(qū)動電路。 2)輸入為3525輸出的方波信號，由于主功率管均為電壓型控制單極型功率器件，3525提供的兩個圖騰柱輸出級電路結(jié)構(gòu)不太適用，因此經(jīng)對管QQ2驅(qū)動。3)為了提高MOS管的關(guān)斷耐壓和抑制干擾的能力，開關(guān)管關(guān)斷時在其柵源間加負電壓。C為隔直電容，RR3為柵極驅(qū)動電阻，目的是防止電流尖峰引起的高頻振蕩。穩(wěn)壓二極管DD2和DD4目的是防止MOSFET正負驅(qū)動電壓過高損壞管子。該電路的優(yōu)點是該電路只使用一個+15V電源，即為單電源。由于隔直電容C的作用可以在關(guān)斷所驅(qū)動的管子時提供一個負壓，從而加速了功率管的關(guān)斷，因此有較高的抗干擾能力。 本章小結(jié)本章主要是通過樣機參數(shù)的指標，分別設(shè)計了主電路中的一些重要參數(shù)和控制電路中比較重要的參數(shù)。最后還對主功率管的驅(qū)動電路進行了分析，并確定出了主功率管的驅(qū)動電路。第4章 主電路小信號模型分析和補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計 第4章 主電路小信號模型分析和補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計 正激變換器小信號模型推導(dǎo)與分析由于雙管正激變換器的兩個開關(guān)管是同時開通和關(guān)斷的，因此其工作過程和單管正激變換器幾乎沒有區(qū)別，而正激變換器又是從 Buck 變換器變化而來，Buck 電路如下圖所示。在 Buck 變換器的基礎(chǔ)上添加一個變壓器以實現(xiàn)電氣隔離和能量傳輸即可得到正激變換器。因此分析 Buck 變換器模型可以得到正激變換器的具體工作過程?！?】圖42BUCK電路原理圖為了獲得 Buck 開關(guān)變換器的基本工作特性而又簡化分析，假定電路工作在理想狀態(tài)下。下面以此電路模型為基礎(chǔ)推導(dǎo) Buck 的狀態(tài)空間表達式。假設(shè)電感電流連續(xù)，則Ton 時間內(nèi)，電感電流線性增加， （41） （42）T 時間內(nèi)，電感電流線性減小 （43） （44）以IL、Vc為狀態(tài)變量，分別列出Ton、Toff時間內(nèi)狀態(tài)方程表達式。在0s≤ t ≤ dT期間： （45） （46）簡寫成 （47） （48）在dT≤ t ≤Ts期間 （49） （410）簡寫成 （411） （412）將式（411）、（415）按占空比的影響求平均值，得到下式 （413）同理可得 （414）式中現(xiàn)在對基本狀態(tài)平均方程組施加擾動， 將以上式子代入式（417）、（418）得：（415）（416） 將穩(wěn)態(tài)分量與擾動分量分離成二組方程，其中擾動方程即為式（417）、（418），擾動方程如下：（417）式（416）、式（417）有、兩項，故是非線性化方程，為了線性化，假設(shè)動態(tài)分量遠小于穩(wěn)態(tài)量，即，，則、可以忽略，同時記，，因此上兩式可以化簡為： （418） （419）上兩式即為動態(tài)低頻小信號狀態(tài)平均方程，是一個線性非時變方程，將它進行拉氏變換，轉(zhuǎn)至 S 域： （420） （421） 求解得， （422）將此式展開得，將其轉(zhuǎn)化為等效電路形式為下圖所示：圖44連續(xù)工作模式下正激變換器小信號模型則由上圖知正激變換器的動態(tài)小信號傳遞函數(shù)為： （423） （424）上式又被稱為控制到輸出的傳遞函數(shù)，上式中的n為變壓器變比N2/N1。 補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計圖41所示為一種有源超前—滯后補償網(wǎng)絡(luò)，其傳遞函數(shù)為 （425）有源超前—滯后補償網(wǎng)絡(luò)有兩個零點，三個極點。 零點： （426） （427）極點： (原點) （428） （429）這里R3R1，C2C1。圖41補償網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)頻率和之間的增益近似為 （430）在頻率和之間的增益近似為 （431）一般將補償網(wǎng)絡(luò)的增益交越頻率設(shè)定在補償網(wǎng)絡(luò)的與之間。理論上補償后的回路函數(shù)的增益交越頻率可設(shè)定為開關(guān)頻率的1/2，但是考慮抑制輸出開關(guān)紋波，增益的交越頻率以小于1/5的開關(guān)頻率較為恰當。若原始回路中函數(shù)有兩個相近的極點，極點頻率，可將補償網(wǎng)絡(luò)兩個零點頻率設(shè)計為原始回路函數(shù)兩個相近極點頻率的1/2，即 （432）如果原始回路函數(shù)沒有零點，則可以將補償網(wǎng)絡(luò)的兩個極點設(shè)定為==（1~3），以減小輸出的高頻開關(guān)紋波。至此，補償網(wǎng)絡(luò)的零點和極點的位置可以確定。由于補償后系統(tǒng)的位于的零點與極點，于是可求出在零點與之間的增益為 （433） （434）有以下公式可以求出補償網(wǎng)絡(luò)各元件參數(shù)：首先設(shè)定R2的值， （435） （436） （437） （438） （439）補償網(wǎng)絡(luò)電路的實現(xiàn)大都利用PWM控制芯片或IC芯片內(nèi)部的誤差放大器外加RC無源元件構(gòu)成，或者將PWM控制IC芯片內(nèi)部誤差放大器當做緩沖器，利用外加的運算放大器加RC無源元件構(gòu)成補償網(wǎng)絡(luò)電路?！?】 補償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)計算交錯并聯(lián)雙管正激變換器其等效占空比為2D，根據(jù)式（424）可得其傳遞函數(shù)為其中VO為負載輸出電壓，D為單路占空比，L為主電路濾波電感值，C為濾波電容值，R為負載電阻值。原始回路增益函數(shù)其中，則可得取交越頻率=1/5=10KHz,則可求得原始回路函數(shù)在的增益為則可求得補償網(wǎng)絡(luò)的增益為幅頻特性的轉(zhuǎn)折頻率補償網(wǎng)絡(luò)函數(shù)兩個零點頻率設(shè)計為原始回路函數(shù)兩個極點頻率的1/2，即則可求得在零點與之間的增益為至此可以求出補償網(wǎng)絡(luò)的電阻值和電容值。根據(jù)式（435）~（439），可設(shè) R2=10K，依據(jù)補償網(wǎng)絡(luò)和主電路可以建立閉環(huán)電路拓撲如下