【正文】 給負載供電。一般主要應用于偏遠無電地區(qū)，其供電可靠性受到氣象環(huán)境以及負載情況的影響，供電穩(wěn)定性相對較差，許多時候需要加裝儲能裝置和能量管理環(huán)節(jié)。并網型發(fā)電系統(tǒng)輸出與電網相連。與離網型相比，并入大電網可以給太陽能發(fā)電帶來諸多好處：首先，不必考慮負載供電的穩(wěn)定性和供電質量問題；其次，光伏電池可以始終運行在最大功率點處，由大電網來接收太陽能所發(fā)的全部電能，提高了太陽能發(fā)電的效率；再次，系統(tǒng)可以省略儲能裝置，消除儲能裝置在充放電過程中的能量損耗及運行維護的費用，同時可以消除廢舊裝置帶來的間接污染。本文采用并網型發(fā)電系統(tǒng)，見圖21：圖21雙極式并網發(fā)電系統(tǒng)Figure 21 Photovoltaic Power Generating System光伏發(fā)電系統(tǒng)按照系統(tǒng)拓撲結構可以分為單級式發(fā)電系統(tǒng)和雙級式發(fā)電系統(tǒng)。單級式發(fā)電系統(tǒng)將太陽能池板轉換的直流電能通過逆變器轉換為交流電能，供給負載使用或并入電網。單級式系統(tǒng)僅靠逆變器實現最大功率點跟蹤、并網、有功調節(jié)、無功補償等功能。在控制上相對復雜，但系統(tǒng)損耗較小，一般應用于大功率場合。雙級式發(fā)電系統(tǒng)在池板與逆變器之間加入直流變換器，用于直流電壓和直流電流等級的轉換。常見的直流變換器包括BUCK、BOOST、BUCKBOOST、CUK等電路。這一級電路除直流電壓和直流電流的等級轉換外，主要用于實現光伏電池輸出功率的最大功率跟蹤。第二級的交流變換器則用于實現并網、有功調節(jié)、無功補償或者是諧波補償等功能。在控制上相對簡單，但直流變換器增加了系統(tǒng)損耗，一般應用于中小功率場合。這兩種光伏發(fā)電系統(tǒng)均可以采用單相或三相逆變器。本文采用雙極式發(fā)電系統(tǒng)，見圖21。 系統(tǒng)工作原理本論文考慮到系統(tǒng)屬于中功率系統(tǒng)，并且為求控制簡單，采用雙級式并網發(fā)電系統(tǒng)。系統(tǒng)主電路拓撲見圖22，電路中的直流變換器采用Boost電路，用以提高直流電壓等級，減小中間直流電流。交流變換器采用電壓型PWM整流器，在文中主要應用PWM整流器四象限運行中的逆變工況，實現單位功率因素并網。 圖22光伏發(fā)電系統(tǒng)主電路拓撲Figure 22 Main circuit topologyof Photovoltaic Power Generating System 升壓式變換器（Boost） Boost變換器是一種輸出電壓高于輸入電壓的單管非隔離直流變換器，通過控制開關管的占空比，可控制升壓變換器的輸出電壓。根據電感電流是否連續(xù)，升壓變換器可以分為連續(xù)工作模式、不連續(xù)工作模式和臨界連續(xù)工作模式。1. 電感電流連續(xù)工作模式見圖22，為設計方便以及以后的功能擴展，Boost電路中的開關管使用了一組橋臂的下管T8，上管T7始終關斷，作為續(xù)流二極管。假設電感足夠大，則流過電感的電流連續(xù)。在開關管T8導通期間，太陽能池板輸出電壓l加在電感兩端，電感電流線性增加，電感電流的增量為： （公式21）其中，——太陽能池板輸出電壓； ——開關管導通占空比。在T8關斷期間，電感電流經續(xù)流二極管T7流給輸出側，電源與電感儲能一同給電容充電，電感電流線性減小，電感電流的減小量為： （公式22）穩(wěn)態(tài)工作時，T8導通期間的電流增量等于關斷期間電流減小量，即=，所以得到輸入電壓與輸出電壓之間的關系為： （公式23）忽略電路損耗，輸入功率等于輸出功率，可以得到平均電流與占空比之間的關系為： （公式24）2. 電感電流斷續(xù)工作模式以及臨界連續(xù)工作模式在T8關斷期間，電感電流減小，若電感電流減小到零時，T8關斷時間還未結束，表示電感電流出現斷續(xù)的現象，將這種工作模式稱之為電感電流斷續(xù)工作模式；若電感電流減小到零時，T8關斷時間剛好結束，表示電感電流臨界連續(xù)，將這種工作模式稱之為臨界連續(xù)工作模式。本文中設計的電感能夠使電感電流工作在連續(xù)工作模式，故在此，電感電流斷續(xù)工作模式和臨界連續(xù)工作模式不再作詳細分析。 PWM整流器按照一般定義，逆變是指將直流電力變換為交流電力。對于逆變器的輸入，有兩種方式：一種是利用電容濾波，直流回路的電壓波形平直，輸出呈低阻抗，逆變器中開關管的通斷作用就是將直流電壓以一定的方向和次序分配給各相負載，形成交流電壓，這種逆變器稱為電壓型逆變器（Voltage Source Inverter，簡稱VSI）；另一種則是利用電感加以濾波，直流回路的電流平直，輸出呈高阻抗，逆變器中開關管的通斷作用就是將直流電流以一定的方向和次序分配給各相負載，形成交流電流，這種逆變器稱為電流型逆變器（Current Source Inverter，簡稱CSI）。隨著半導體器件的不斷發(fā)展以及控制技術的日趨成熟，逆變器得到了良好發(fā)展。本文采用的逆變器是由IGBT構成的電壓型PWM整流器，通過適當的控制，使整流器工作在逆變工況，達到將直流電力轉換為交流電力的目的。PWM整流器已對傳統(tǒng)的相控及二極管整流器進行了全面改進。其關鍵性的改進在于用全控型功率開關管取代了半控型功率開關管或二極管，以PWM斬控整流取代了相控整流或不控整流。因此，PWM整流器可以取得以下優(yōu)良性能:(1) 網側電流近似正弦波；(2) 單位功率因數控制；(3) 電能雙向傳輸；(4) 較快的動態(tài)響應；(5) 可進行并網逆變。能量雙向流動表現為：當PWM整流器從電網吸取電能時，其運行于整流工作狀態(tài)；當PWM整流器向電網傳輸電能時，其運行于逆變工作狀態(tài)。單位功率因數控制表現為：當PWM整流器運行于整流狀態(tài)時，網側電壓、電流同相；當PWM整流器運行于逆變狀態(tài)時，其網側電壓、電流反相。進一步研究表明， PWM整流器網側電流及功率因數均可控制，因而在有源電力濾波及無功補償方面都有著廣泛的應用。下面以單相PWM整流器為例，分析它的功能工作原理： 圖23 PWM整流器模型電路 Figure 23 Model Circuit of PWM Rectifier圖23為PWM整流器電路模型，由交流回路、功率開關管橋路以及直流回路組成。忽略電路中諧波的影響，對于基波，下面的關系是成立： （公式25）由公式25可見，在網側電壓和阻抗一定的情況下，的幅值和相位僅由的幅值以及與的相位差決定。控制的幅值和相位，就能迫使和的相位差為所需要的任意角度。根據這一原理，下面介紹PWM整流器的幾種運行方式：(1) 圖24(a)，滯后角度，和同相，電路工作在整流狀態(tài)，且功率因素為1，能量從交流側流向直流側；(2) 圖24(b)，超前角度，和反相，電路工作在有源逆變狀態(tài)，能量從直流側流向交流側，這是本文采用的運行方式；(3) 圖24(c)，滯后角度，超前90176。，電路向交流電源輸送無功功率相當于無功補償裝置；(4) 圖24(d)，滯后角度，超前任意角度，說明PWM整流器能工作在四象限的任意象限。圖24（a）整流工況 圖24（b）逆變工況圖24（c）ASVG運行狀態(tài) 圖24（d）電流超前任意角度顯然，要實現PWM整流器的四象限運行，關鍵在于網側電流的控制。一方面，可以通過控制PWM整流器交流側電壓，間接控制網側電流；另一方面，也可以通過網側電流的閉環(huán)控制，直接控制PWM整流器的網側電流。 主電路參數設計在Boost主電路設計中，升壓電感的選擇尤為重要。設計時，主要考慮電流臨界連續(xù)和電流紋波要求這兩個方面： 按電流臨界連續(xù)設計時，電感L1取值應滿足：開關管導通期間上升的電流在開關管關斷期間剛好減小為零，即流過電感的平均電流為開關管導通期間電流增量的一半。所以下面的公式成立： （公式26）由公式26可以推導出升壓電感取值為： （公式27）其中：——中間直流電壓； ——太陽能池板輸出電壓； ——流過電感的平均電流； ——中間直流電流； ——開關管開關頻率； ——開關管開關周期； ——開關管導通占空比。按電流紋波指標設計時，電感L1取值應滿足：當開關管導通占空比最小時，電流紋波應小于一定取值（一般取平均電流的10%30%）。所以下面的公式成立： （公式28）由公式27可以推導出升壓電感取值為： （公式29）其中，——太陽能池板輸出電壓最大值； ——導通占空比最小值； ——輸入電流；——紋波系數。本論文按照額定輸出功率25kW設計，代入數據=700V，=300～570V，=55A，=36A，=10KHz，=～，=20%，得到==，從兩個計算結果中取較大值，最終選擇1mH/65A的電感。 中間直流電容設計在電壓型PWM整流器的主電路參數設計中，中間直流電容的設計十分重要，其主要作用如下：（1）緩沖PWM整流器交流側與直流側負載之間的能量交換，穩(wěn)定直流母線電壓；（2）抑制直流母線諧波電壓。所以，在設計中間直流電容時，需綜合考慮以上兩個方面。首先，中間直流電容要能承受PWM整流器直流側工作時所帶來的紋波電流。對于采用SVPWM算法的PWM整流器，其直流側紋波電流有效值約為相電流有效值的55％，%，電容值應滿足下述關系： （公式210）其中，——流過電容的紋波電流； ——a相電流有效值； ——電容上的紋波電壓； ——PWM整流器開關管開關頻率。其次，在變流器突加負載時，中間直流電壓要能滿足動態(tài)響應性能的要求，即當變流器突加50％負載時，在電壓環(huán)PI調節(jié)器調用時間間隔內，中間直流電壓最大波動小于ε倍額定電壓，見公式211： （公式211）其中，——額定輸出功率。本論文按照額定輸出功率25kW設計，代入數據=700V，=38A，=6KHz，=25kW，=200，ε=%，得到396或1023，從兩個計算結果中取較大值，最終選擇1500的電容。 交流側濾波電感設計在電壓型PWM整流器主電路設計中，交流側濾波電感的設計非常重要。交流側濾波電感的取值不僅會影響電流內環(huán)的動、靜態(tài)響應，而且還制約著PWM整流器的輸出功率、功率因數以及直流側電壓。進一步分析研究，交流側濾波電感的主要作用如下：(1) 隔離電網側電壓與三相橋橋臂側交流電壓。由電壓型PWM整流器的矢量圖可知，通過對三相橋橋臂側交流電壓幅值、相位的PWM控制，可以實現電網側單位功率因數控制和PWM整流器的四象限運行； (2) 濾除PWM整流器交流側諧波電流，從而實現交流側正弦波電流控制；(3) 使PWM整流器具有Boost PWM AC/DC 變換性能；(4) 使PWM整流器獲得一定的阻尼特性，從而有利于控制系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。對于圖22所示的三相VSR拓撲結構，考慮a相電壓方程 （公式212）若忽略VSR交流側電阻R，且令，則上式化簡為 （公式213）其中，二值邏輯開關函數； ——a相網側電壓； ——a相橋臂側電壓。 首先分析滿足快速電流跟蹤要求時的電感設計?？紤]電流過零點處附近一個PWM開關周期中電流跟蹤瞬態(tài)過程，其波形如圖25。圖25電流過零處的一個PWM開關周期電流跟蹤波形F