【正文】 而變化，電感電流連續(xù)時一般輸出電壓變化不大。如果某路輸出電流減少到臨界連續(xù)電流以下，該路輸出電壓將隨負載電流變化，輸出與輸入電壓的關(guān)系為 () 式中Io－電感電流斷續(xù)時輸出電流；IGmax＝U2T/8L－?？梢姡敵鲭妷翰粌H與D有關(guān)，還與負載電流有關(guān)。如果輸入電壓不變，僅1＃輸出電流下降到臨界連續(xù)電流以下，由式()可見，為維持1＃輸出電壓穩(wěn)定，占空度D比連續(xù)時將大大減少。而電流仍為連續(xù)的其它開環(huán)輸出電壓仍由式()決定，輸出電壓隨閉環(huán)調(diào)節(jié)的占空度下降而跟隨減少。反之，如1＃電感電流連續(xù)，而開環(huán)中的一路負載電流下降到臨界連續(xù)電流以下，即負載電阻加大(RL=Uo/Io)，由于閉環(huán)輸出決定的占空度未變，即導(dǎo)通時間不變，使得開環(huán)電感電流斷續(xù)的輸出電容充電時間不變，負載電阻加大而電容放電不足，輸出電壓升高。這就是交叉調(diào)節(jié)問題。開環(huán)輸出電壓有可能變化達200～300％。每一路都存在最小電流問題。每路獨立電感還存在動態(tài)交叉調(diào)節(jié)問題。例如負載躍變時，由于濾波電感存儲和釋放能量需要時間，引起輸出電壓大幅度波動。假定開環(huán)的一路由滿載下降到很小電流（負載電阻加大），例如接近臨界電流，存儲在電感中的能量以滿載電流放電，通過輸出電壓的升高消耗電感上的儲能。因占空度由閉環(huán)決定而不變，輸出電壓升高，導(dǎo)通電流上升率下降，電流下降率加快，直到將電感中多余的儲能消耗完，輸出電壓才能回到穩(wěn)定值。如果閉環(huán)輸出負載發(fā)生突變，通過反饋迅速改變占空度，將輸出電壓調(diào)節(jié)到穩(wěn)定值。但是，盡管開環(huán)各路負載未發(fā)生變化，閉環(huán)環(huán)路的占空度一旦發(fā)生變化，開環(huán)各路輸出電壓隨之波動。在輸出過載時，為避免各路濾波電感飽和，單獨電感濾波每路輸出必須單獨設(shè)置電流限制。此外，對初級說來，所有的次級是并聯(lián)的。各路輸出都有自己的濾波器，諧振點不同。在諧振頻率時相當(dāng)于一個電流源。變換器只一路受控，由于諧振頻率點高阻抗特性，引起閉環(huán)環(huán)路增益下降和相移，尤其是對電流型控制閉環(huán)回路影響特別嚴(yán)重。以上分析看到，多路輸出單獨濾波電感存在許多固有的缺點。但多路輸出中通常只有一路或兩路是比較重要的負載，往往是最低電壓，如5V，輸出電流最大。其余輸出如果希望高精度，常常后續(xù)一個線性穩(wěn)壓或磁調(diào)節(jié)器達到所需的穩(wěn)定度要求。但有些負載，如風(fēng)扇，運算放大器和驅(qū)動電路等供電電源，即使電壓在1～2V范圍變化，也是允許的。只要每路工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)，負載電壓調(diào)節(jié)通常在1V以下，完全能滿足使用要求。要使電感電流工作在連續(xù)狀態(tài)，減少交叉調(diào)節(jié)問題，多路輸出可公用一個耦合濾波電感。為了使得問題簡化，假定輸出只有兩路，同時開關(guān)管和二極管為理想器件。兩路次級電壓幅值分別為U21和U22，首先討論兩路用獨立電感L1和L2。電感電流連續(xù)時輸出電壓分別為 () ()因為兩個次級線圈繞在一個變壓器上，U21/U22= N21/N22。如果Uo1 Uo2，將U22折合到U21：U22’= N21 U22/N22。因此有 （）因為折合到低壓端的輸入電壓相等，可以并聯(lián)在一起。對同一個輸入來說，相當(dāng)于兩個電感并聯(lián)，輸入電流的變化率為 （）如果將兩個并聯(lián)的電感線圈繞在一個磁芯上－耦合電感，L1和2＃輸出折合到1＃輸出的電感L’2的匝數(shù)必須相等。否則引起的不同的互感電勢，在兩個輸出之間引起環(huán)流，導(dǎo)致輸出紋波加大。因此，每路輸出濾波耦合電感的匝比必須與變壓器次級匝比精確相同。 A D1 Lm Ls1 Ui C1 RL1 Uo1 ESR1 D2 Ls2’ C2’ Rl2’ Uo2’ ESR2’ 耦合電感等效電路由于是耦合電感，存儲和釋放能量是在一個磁芯磁場中，每個支路的能量的變化只占總能量的一部分，因此交叉調(diào)節(jié)的影響大大下降，一般10～30％左右，而不是200～300％。 Lm Ls C2 C1 ESR2 Uo ESR1 減少濾波電容的耦合電感等效電路當(dāng)折合到一個輸出時，兩個輸出合并為一路輸出，總電流是兩者之和。如果輸出電容ESR也按比例折合時，紋波電流也按比例分配。實際上，各耦合線圈的之間存在不耦合的漏感和引線電感，而且互不相等。Lm為耦合電感，流過總的紋波電流(式())。Ls1為1＃輸出電感的漏感和引線電感；Ls2’為2＃輸出折合到1＃輸出電感的漏感和引線電感。顯然紋波電流按回路的阻抗反比分配。由等效電路可見，因負載阻抗比電容ESR小得多，回路阻抗主要是Ls和電容的ESR決定。而2＃輸出折合到1＃輸出的Ls2’和ESR2’都要除以變比的平方。因2＃輸出高于1＃輸出，同時2＃輸出如果小于50V，輸出電容的ESR隨容量反比增加，但小于反比倍數(shù)，折算值小于ESR1。并通過線圈繞在最里層（貼近磁芯）等工藝手段減少Ls2’的漏感部分，而引線電感除以變比平方遠小于低壓端的引線影響，尤其在200kHz以上，引線電感對低壓端影響顯著。因此Ls2’ Ls1。這樣在高壓端可以處理了大部分紋波電流。從以上分析還可以看到，控制各耦合電感的漏感，控制了各路紋波電流的分配。如果在高壓端采用雙向同步整流，允許電感電流雙向流通，甚至消除了系統(tǒng)的最小電流問題。根據(jù)這一紋波分配原理，可用來減少輸出濾波電容。在輸出濾波電感上繞有兩個耦合線圈－交流線圈和直流線圈，交流線圈緊貼磁芯，漏感很小，而直流線圈繞在最外層，具有較大的漏感。兩個線圈的輸入端連接在一起，直流線圈另一端接輸出常規(guī)輸出電容C1輸出；交流線圈另一端經(jīng)諧振電容C2接到輸出公共端。交流線圈與耦合電感對輸入開關(guān)基波頻率諧振，流過大部分紋波，而直流線圈輸出紋波電流很小。在設(shè)計多路耦合電感時，所有耦合電感支路折合到最低輸出端，根據(jù)總輸出電流按單線圈選取磁芯、總導(dǎo)線截面積以及線圈導(dǎo)線尺寸、匝數(shù)。然后根據(jù)各路實際電流和次級匝比得到各線圈匝數(shù)和尺寸。各線圈應(yīng)當(dāng)良好耦合，高壓承擔(dān)更大紋波電流，一般緊貼磁芯時漏感（2％左右）較小。但漏感不應(yīng)當(dāng)超過10％，否則交叉調(diào)節(jié)變差。 損耗和溫升第六章討論的溫升限制、損耗和變壓器熱阻等關(guān)系，通常也適用于電感。設(shè)計電流斷續(xù)模式電感時，磁芯損耗大。如磁芯損耗近似等于線圈損耗，總損耗最小,電感體積也最小。當(dāng)電感電流連續(xù)時，磁芯損耗通常忽略不計，因此線圈損耗就是總的損耗。 磁芯 磁芯氣隙 理想的具有高矩形度的磁芯材料是不儲能的。實際高磁導(dǎo)率材料磁芯存儲很少的能量，送入到磁芯能量的一部分為磁滯損耗，最終消耗掉。電感是一個能量存儲元件。為了有效地存儲和返回能量到電路中去，并要求體積最小，由式（）可知，在磁芯不飽和情況下，磁導(dǎo)率不能太高，但又不能太小。為此，在高磁導(dǎo)率材料磁芯中串聯(lián)一個非磁氣隙，用來調(diào)整有效磁導(dǎo)率μe。在鐵氧體或合金帶料磁芯中，需要一個單獨的氣隙。但在粉末金屬磁芯中，氣隙分布在磁性金屬粉末之間－粘結(jié)劑所占的空間。磁元件在儲存和釋放磁能時，磁芯中存在：（a）能量的存儲和釋放伴隨著磁通的變化，由此引起磁芯損耗；（b）磁芯會飽和。飽和后磁材料在一定磁通密度以上，磁芯組成的磁路成了高磁阻。磁芯損耗引起的溫升和有限的飽和磁感應(yīng)限制了氣隙磁芯存儲能量的能力。 B BS限制 φ∫Edt 存儲能量 電流密 度限制 0 H,F,I 體積最小，成本最低的電感是設(shè)計追求的目標(biāo)。體積最小意味著磁芯利用最好，損耗最小。在特定的應(yīng)用條件下，最佳磁芯利用率（最小體積）與最佳氣隙長度有關(guān)（分布氣隙的磁粉芯是有效磁導(dǎo)率μe）。不同應(yīng)用或不同頻率的相同的磁芯，最佳氣隙長度不同。磁芯利用最好，就要求磁芯工作在最大磁通密度（受飽和磁感應(yīng)或磁芯損耗限制）和最大線圈電流密度（受線圈損耗限制）時最佳氣隙長度，才能獲得最小的磁芯尺寸。所以電感設(shè)計就是要尋求最佳氣隙長度（對于分布氣隙求最佳μe）。，縱坐標(biāo)受磁芯最大磁感應(yīng)－BS限制；橫坐標(biāo)磁場強度受線圈最大電流密度限制。特性曲線和縱坐標(biāo)之間的面積表示磁芯儲能能力。其它氣隙尺寸（不是最佳，特性斜率不同）小于圖示存儲的能量。一般很難做到磁芯最佳利用。在第三章我們看到，如果高磁導(dǎo)率材料的磁芯沒有氣隙，線圈均勻分布在磁芯上，沿著磁路各點磁位差是很小的，也就是說，散磁很小。當(dāng)氣隙在整個磁芯分布時，象磁粉芯材料，線圈也必須均勻分布在整個磁芯的長度上。如環(huán)形磁粉芯線圈均勻分布在整個磁芯上，雜散磁通最小。但如果在高磁導(dǎo)率磁路有一個氣隙，幾乎全部激勵磁場加在氣隙上，在氣隙邊緣和鄰近的磁路上存在嚴(yán)重的邊緣磁通和外部的雜散磁通。為了減少雜散磁通，應(yīng)將線圈分布與氣隙一致。 (a)大的外磁場 (b) 最小外磁場 散磁通例如，氣隙在一個芯柱上。線圈放在氣隙對面的芯柱（無氣隙）上，整個線圈產(chǎn)生的磁勢加在磁芯上，很大的雜散磁通向外擴散到器件外，再加上氣隙端面磁通。存儲在外磁場的雜散能量可能和氣隙儲能差不多，使電感值遠大于期望的電感值。這些雜散磁通將噪聲和EMI耦合到外電路和外部空間。氣隙越大，雜散磁通比例越大，很難預(yù)計雜散磁通增加的電感量。雖然在第三章介紹了不同磁路的電感計算方法，精確計算仍很困難。但如果將相同的線圈放置在氣隙芯柱上。整個線圈磁勢直接降落在氣隙長度上。加在線圈長度以外的磁路磁壓降近似為零，磁位差很小，散磁通也就很小。對外電路干擾大大減少。對于E型（EE,EC,ETD,RM,等等）磁芯，兩半磁芯之間的氣隙為中柱氣隙的一倍。氣隙最好開在中柱上，邊柱不留氣隙，(b)相同的結(jié)果。當(dāng)一個線圈直接放在氣隙上時，如果氣隙大小與端面尺寸之比在1/20以下時，邊緣磁通影響較小，可近似用式()計算電感。如果氣隙尺寸較大，則不可忽略邊緣磁通，應(yīng)當(dāng)采用式()~()計算。應(yīng)當(dāng)注意的是，雜散磁通、邊緣磁通和端面磁通全部通過線圈中心的磁芯截面，這里磁芯磁通密度最大，可能過早發(fā)生飽和。應(yīng)當(dāng)在按本章后面設(shè)計步驟7和8設(shè)計計算的氣隙長度和匝數(shù)之后，校核磁芯最大磁通密度，并通過一個樣品電感來驗證。如果測量的電感值太大，不要減少匝數(shù)，這樣可能會使損耗過大或磁芯飽和?？稍黾託庀秮頊p少電感。如果測量電感太小，可以增加匝數(shù)，但是磁芯利用率低，線圈損耗過大。最好通過減少氣隙長度來增加電感。 散磁引起的損耗 為減少散磁通和磁場干擾，線圈應(yīng)當(dāng)放置在氣隙芯柱上。但是氣隙邊緣磁通穿過線圈，靠近氣隙的線圈的一些匝數(shù)處于高磁通密度的邊緣磁場中。如果磁通擺幅很大時，處于高磁通密度的線圈中可能出現(xiàn)非常大的渦流損耗，造成嚴(yán)重過熱。這個問題對電流斷續(xù)模式的反激變壓器和Boost電感尤其嚴(yán)重，因為滿載時磁通擺幅非常大。對于濾波電感，或設(shè)計成電流連續(xù)模式任何電感，磁通變化量很小，問題不很嚴(yán)重。對于工作在大磁通擺幅的磁元件，一般采取以下辦法：（1）雖然應(yīng)當(dāng)將線圈直接放在中心柱氣隙上，不要把線圈放在氣隙附近，用一個非磁的墊片放置在邊緣磁通很強的空間代替線圈占有的空間。（2）將線圈包圍中柱的一個氣隙分成兩個，三個或更多小氣隙，并均勻分布在中心柱上。因為磁芯邊緣磁通的擴散距離正比于氣隙長度，幾個小氣隙將大大減少了擴散的邊緣磁場，這使得電感計算較為精確。（3）用一個鐵粉芯棒代替氣隙，插入到鐵氧體的中心柱，則可大大減少邊緣磁通。氣隙均勻分布在鐵粉芯中，柱的長度等于線圈寬度，雖然很成功地消除了邊緣磁場，但高頻時磁粉芯交流損耗較大。電感工作在斷續(xù)模式時，磁通擺幅很大，或者是逆變器交流輸出濾波電感，線圈直接放置在氣隙