【正文】 阻法，基于遺傳算法的有源阻尼法。目前對于有源阻尼法的研究大多基于矢量控制和直接功率控制策略?；贚CL 濾波器的PWM 整流器控制策略的另一個研究熱點就是不平衡控制，現(xiàn)有的不平衡控制策略有改進的正負序電流獨立控制策略和三閉環(huán)控制策略等。 目前基于LCL 濾波器的PWM整流器的較為新穎的控制策略有基于無源阻尼的直接電流控制策略、直接功率控制策略、無差拍控制策略和三閉環(huán)控制策略。(1)基于無源阻尼的直接電流控制策略 直接電流控制通過電流反饋閉環(huán)控制直接調節(jié)電流，具有動態(tài)響應快、受系統(tǒng)參數(shù)影響小等特點，是目前常用的電流控制方案，然而無論采用P、PI還是PID調節(jié)均無法是系統(tǒng)穩(wěn)定，并網逆變器LCL接口直接輸出電流控制穩(wěn)定性問題簡單直接的解決方案是LCL串聯(lián)電阻形成無源阻尼PD衰減諧振峰值，增大相角裕度，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。（2）基于有源阻尼的直接功率控制策略 由于動態(tài)響應快、原理簡單，近年來直接功率控制已被越來越多地應用于PWM整流器的控制。但是傳統(tǒng)的直接功率控制策略沒有電流內環(huán)，不能采用已有的有源阻尼方法。2005年，， 提出了基于LCL濾波器的PWM 整流器的直接功率控制策略。該方法設計了基于直接功率控制的有源阻尼方法來抑制LCL濾波器的諧振。這是一種基于虛擬磁鏈的直接功率控制。通過檢測交流側電流和直流側電壓來估算系統(tǒng)的虛擬磁鏈，從而算出系統(tǒng)的有功、無功功率，然后與給定值進行比較，偏差值送入開關狀態(tài)選擇表，產生控制脈沖。這種控制策略采用直接功率有源阻尼法，傳統(tǒng)的有源阻尼方法是給出電壓或電流的參考值，但是由于直接功率控制沒有電流控制環(huán)，所以文獻將其轉化為功率參考值。將有功、無功功率減去阻尼分量后就可以避免諧振問題。直接功率控制是近年來產生的一種新的控制方法，方法的優(yōu)點就是采用靜止αβ坐標系進行控制計算，無需復雜的坐標變換和解耦控制，直接對系統(tǒng)的無功功率進行控制，結構和算法簡單；避免了PWM 算法，采用查表技術，動態(tài)響應快；采用虛擬磁鏈定向，省去了電網電壓傳感器。網側虛擬磁鏈估算中用電網電流和電容電流來估算PWM 整流器交流側電流。節(jié)省了交流側電流傳感器。（3）基于無源阻尼的無差拍控制策略 為了便于矢量控制的數(shù)字化實現(xiàn)，1998 年，Michael Lindgren 和Jan Svensson 提出了基于LCL 濾波器的斬波器的無差拍控制。這是最早的基于LCL 濾波器的控制策略。2004，F(xiàn)elipe Espinosa 等人提出了改進的矢量無差拍控制策略。該控制策略只需要一組電流傳感器和一組電壓傳感器，其他的量可以由狀態(tài)觀測器獲得，系統(tǒng)的擾動可以用無源阻尼來衰減。改進的無差拍控制策略通過反饋電容電壓將其引入到控制策略中，使控制效果更好。電壓外環(huán)采用常規(guī)PI調節(jié)器進行控制，電流內環(huán)采用上述無差拍算法來跟蹤給定電流。其優(yōu)點是，減少了傳感器的數(shù)量，只需要檢測網側電壓和電流，其余量由狀態(tài)估計器算出。無差拍控制方法與傳統(tǒng)的SVPWM 整流器相比，脈沖寬度根據(jù)整流器當前的電路狀態(tài)實時確定，因而具有更優(yōu)越的動態(tài)性能。（4）基于三閉環(huán)的電網不平衡控制策略在實際系統(tǒng)中，三相電網電壓不可能完全對稱。不平衡的電網電壓會引起低頻電流諧波，因此不平衡控制策略的研究也有重大的意義。2005年， 和Jan Svensson 提出了改進的正負序電流獨立控制策略，這種控制策略的原理跟基于L濾波器的原理相似。另一種較為新穎的不平衡控制策略是2003 年ErikaTwining 和Donald Grahame Holmes 提出的三閉環(huán)控制策略。這也是首次針對不平衡電網電壓提出的控制策略。其中，電壓外環(huán)用來控制直流側電壓。電流控制采用雙內環(huán)的控制結構，第一內環(huán)是網側電流內環(huán)，第二內環(huán)是電容電流內環(huán)。電壓調節(jié)器的輸出作為網側電流有功分量的給定，dq 坐標系中網側電流調節(jié)器輸出經坐標變換后作為三相電容電流的給定，三相電容電流的反饋值由網側電流與整流器交流側電流合成。最后，電容電流給定和反饋的偏差經過三個比例調節(jié)器作SVPWM 的電壓控制信號。坐標變換所需的旋轉角度θ由三相電網電壓獲得。在矢量控制的基礎上引入了電容電流內環(huán)提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。除直流側電壓傳感器外，該方法需要兩組電流傳感器和一組電壓傳感器，傳感器數(shù)量多是其缺點。但實驗結果證明，該方法對于不平衡電網電壓有較強的魯棒性?；贚CL 濾波器的三相PWM 逆變器的控制策略的研究現(xiàn)狀分析可知，無差拍控制是研究較早的控制策略，控制策略的離散化便于數(shù)字化實現(xiàn)，但是無差拍控制需要的傳感器較多，所以無傳感器的研究成為研究重點。三閉環(huán)的控制策略是專門針對LCL 濾波器提出的，這種控制策略對不平衡電網電壓有較強的魯棒性，但是其原理復雜，控制器較難設計；直接功率控制是近年來較為新穎的一種控制策略，它是從常規(guī)三相電壓源型PWM逆變器的控制中延伸而來，控制原理和結構簡單，采用查表技術，也便于數(shù)字實現(xiàn)，但其開關頻率不固定給濾波器參數(shù)選擇帶來一定困難。今后基于LCL 濾波器的PWM 整流器無傳感器控制、電網電壓不平衡控制和便于數(shù)字實現(xiàn)的控制將會成為研究的重點。隨著對風能、太陽能等新能源的利用越來越多，逆變器的應用也越來越廣泛，如何保證逆變器輸出的電能質量成為研究的重點。在電網電壓確定的情況下，如何減少輸出電流紋波，提高電流的質量就成為主要的工作，傳統(tǒng)的濾波方式是采用逆變器與電網之間串聯(lián)電感，但在低開關頻率的大功率逆變器中，所需的電感量將很大，這樣既增大了設備體積，也增加了成本，為了采用較少的電感量，達到更好的濾波效果，本文研究了基于LCL濾波的三相并網逆變器，并與單電感濾波電路進行了比較，主要內容有以下幾個方面。首先介紹了三相并網逆變器的產生背景，基于LCL濾波的三相并網逆變器的研究現(xiàn)狀。其次，簡要說明了三相逆變器的工作原理，并分析了LCL濾波器的數(shù)學模型，通過坐標變換將三相對稱靜止坐標系中的基波正弦變量轉化成同步旋轉坐標系中的直流變量，從而簡化了控制系統(tǒng)設計。并詳細介紹了LCL濾波器的參數(shù)設計，對基于無源阻尼和有源阻尼的兩種控制策略進行了分析和控制系統(tǒng)的設計。 最后，完成了系統(tǒng)參數(shù)設計，并對基于無源阻尼和基于有源阻尼兩種控制策略進行了仿真，通過仿真實驗對比分析，證明采用LCL濾波器的并網逆變器可以有效抑制輸出電流中的諧波分量，獲得較好的正弦電流波形；所采用的控制策略可以使系統(tǒng)具有較好的穩(wěn)定性和動態(tài)性能。7第2章 PWM逆變器的原理及數(shù)學模型第2章 PWM逆變器的原理及數(shù)學模型 逆變器的工作原理用三個單相逆變電路可以組合成一個三相逆變電路，但在三相逆變電路中，應用最廣的還是三相橋式逆變電路，采用IGBT作為開關器件的電壓型三相橋式逆變電路如圖所示圖21 三相逆變電路原理圖 如圖所示的直流側通常只有一個電容器件就可以了，但為了分析方便，畫作串聯(lián)的兩個電容器并標出了假想中點，和單相半橋、全橋逆變電路相同，電壓型三相橋式逆變電路的基本工作方式也是180176。導通方式，即每個橋臂的導通角為180176。，同一相即同一半橋的上下兩個臂交替導電，各相開始導電的角度一次相差120176。，這樣，在任一瞬間，將有三個橋臂同時導通，也可能是上面兩個臂下面一個臂同時導通，因為每次換流都是在同一相上下兩個橋臂之間進行的，因此也被稱為縱向換流。下面來分析電壓型三相橋式逆變電路的工作波形，對于U相來說，當橋臂1導通時，當橋臂4導通時， 因此，的波形是幅值為的矩形波。V、W兩相的情況和U相類似，、的波形形狀和相同，只是相位一次相差120176。 負載線電壓可由下式求出 （21） 該負載中點N與直流電源假想中點之間的電壓為，則負載各相的相電壓分別為 （22）把上面各式相加并整理可求得 （23）設負載為三相對稱負載，則有，故可得 （24） 的波形為矩形波，但其頻率為頻率的3倍，幅值為其1/3，即為 。 的波形形狀相同，只是相位一次相差120176。負載參數(shù)已知時，可以由的波形求出U相電流的波形。負載的阻抗角不同，的波形和相位都有所不同，橋臂1和橋臂4之間的換流過程和半橋電路相似，上橋臂1中的從通態(tài)轉換到斷態(tài)時，因負載電感中的電流不能突變，下橋臂4中的先導通續(xù)流，待負載電流降到零，橋臂4中的電流反向時，才開始導通，負載阻抗角越大，導通時間就越長。的上升段即為橋臂1導電的區(qū)間，其中時為導通，的下降段即為橋臂4導電的區(qū)間，其中時為導通。 、的波形和形狀相同，相位一次相差120176。把橋臂5的電流加起來，就可得到直流側電流的波形，每隔60176。脈動一次，而直流側電壓基本是無脈動的，因此逆變器從電網側向直流側傳送的功率是脈動的，且脈動的情況和脈動情況大體相同，這也是電壓型逆變器的一個特點。 下面對三相橋式逆變電路的輸出電壓進行定量分析，把輸出線電壓展開成傅里葉級數(shù)得： （25）式中，k為自然數(shù)輸出線電壓有效值為： （26）其中基波幅和基波有效值分別為 （27） （28）下面再來對負載相電壓進行分析，把展開成傅里葉級數(shù)得： （29）式中，k為自然數(shù)負載相電壓有效值為 （210）其中基波幅值和基波有效值分別為 （211） （212）在上述180176。導電的方式逆變器中，為了防止同一相上下兩橋臂的開關器件同時導通而引起的直流電源的短路，要采取“先斷后通”的方法，即先給應關斷的器件關斷信號，待其關斷后留一定的時間裕量，然后再給應導通的器件發(fā)出開通信號，即在兩者之間留一個短暫的死區(qū)時間，死區(qū)時間的長短要視器件的開關速度而定，器件的開關速度越快，所留的死區(qū)時間就可以越短，這一“先斷后通”的方法對于工作在上下橋臂通斷互補方式下的其他電路也是適用的，顯然，前述的單相半橋和全橋逆變電路也必須采取這一方法。 基于LCL濾波器的PWM逆變器數(shù)學模型LCL 所示。逆變器側是三個電阻為，電感為L 的電抗器，網側是三個電阻為 ，電感為 的電抗器，網側電抗器和逆變器側電抗器之間是三個星型聯(lián)結的電容器。電抗器 L 除濾波外，還具有升壓及能量交換功能， 、 用于濾除高次諧波，滿足電網對電流諧波的要求。圖25 基于LCL 濾波的三相高頻PWM 逆變器拓撲結構取單相LCL 濾波的PWM 整流器結構進行分析:圖26 LCL 濾波器的單相拓撲結構 可得其在連續(xù)靜止坐標系下的數(shù)學模型為： （234） （235） （236）式中： ——電網電壓、電容器電壓、整流器側控制電壓——電網側電流、電容器電流、整流器側電流由式（234），（235），（236）及前面開關函數(shù)的定義，可以推出LCL 濾波的三相PWM 整流器在三相電網電壓對稱情況下的開關數(shù)學模型： （237） （238） （239） 式中：C ——整流器直流側電壓、負載電阻及支撐電容根據(jù)KCL、KVL 得到三相靜止abc 坐標系下各相方程：a相： （240）b相: （241）c相: （242）式中： ——三相電網側交流電壓 ——三相濾波電容上的電壓 ——整流器交流側的三相電壓 ——三相電網側交流電流 ——整流器交流側的三相電流經過整理可得采用LCL 濾波器的狀態(tài)方程: （243） 可以看出，三相LCL 濾波器的狀態(tài)空間方程為9 階的狀態(tài)方程，對這樣一個高階被控系統(tǒng)來說，如果不采用一定的方法進行降階處理的話，則很難設計控制器。因此，對此狀態(tài)方程進行abc→αβ 變換，按照式（237），（238）的轉換矩陣，可得αβ坐標系下的LCL 濾波器狀態(tài)空間方程為： （244） 然后進行αβ →dq根據(jù)式（241），（242）的變換矩陣，可得dq坐標系下的LCL濾波器狀態(tài)空間方程為： （245）式中:——三相電網電壓的基波角頻率 ——三相電網電壓矢量的d，q 軸分量——三相