【正文】 ； Q1 關(guān)斷時(shí)變壓器內(nèi)灌注的能量 通過(guò)次級(jí)繞組釋放，經(jīng) D1 整流、 C2 濾波后供負(fù)載使用。通過(guò) PWM 脈沖產(chǎn)生電路南通農(nóng)業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)生畢業(yè)論文 2 改變開關(guān)脈沖占空比和變壓器的變比可以很容易的實(shí)現(xiàn)大范圍的電壓調(diào)整。 R LV o u tC 2D 1N 2G N DQ 1N 1G N DV i nC 1T 1P W M 脈 沖產(chǎn) 生 電 路 圖 21 反激變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 工作方式選取 反激式開關(guān)電源主要有兩種基本工作模式： (1)連續(xù)工作模式，簡(jiǎn)稱 CCM； (2)不連續(xù)工作模式，簡(jiǎn)稱 DCM。兩種工作模式的電路原理圖如圖 22 所示。 CCM 的工作原理： PWM 脈沖激勵(lì)開關(guān)管導(dǎo)通，這 時(shí)輸入電壓 加在原邊繞組上，原邊電感儲(chǔ)存能量，在下一 次脈沖到來(lái)之前，變壓器儲(chǔ)存的能量沒(méi)有釋放完全，使得次級(jí)電流沒(méi)有降到零便開始了下一個(gè)過(guò)程。 DCM 的工作原理與 CCM 相比的不同點(diǎn)是在下一次脈沖到來(lái)之前，變壓器儲(chǔ)存的能量已經(jīng)釋放完全，次級(jí)電流已經(jīng)降到零，下一個(gè)過(guò)程初級(jí)的電流又開始從零增加。所以 CCM 的特點(diǎn)是高頻變壓器在每個(gè)開關(guān)周期，都是從非零的能量?jī)?chǔ)存狀態(tài)開始的。 DCM 的特點(diǎn)是儲(chǔ)存在高頻變壓器中的能量在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)都要完全釋放掉，可以得出兩種模式下紋波電流與峰值電流的不同關(guān)系。 DCM 的開關(guān)電流從一定幅度開始，沿斜坡上升到峰值，然后又迅速回零，初級(jí)脈動(dòng) 電流 RI 與峰值電流 PKI 的比例系數(shù) RPK ＜ 。 DCM 的開關(guān)電流則是從零開始上升到峰值，再迅速降到零， RPK = 。利用 IR 與 IPK 的比例關(guān)系RPK (0～ ) 的數(shù)值，可以定量地描述開關(guān)電源的工作模式，其中 RPK 的關(guān)系如式 (21)所示 IPIPKRP＜KRP=IRIR CM連續(xù)工作模式DCM不連續(xù)工作模式 圖 22 工作模式 南通農(nóng)業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)生畢業(yè)論文 3 PKRRP IIK ? （ 21） 實(shí)際上 CCM 與 DCM 之間并無(wú)嚴(yán)格界限，而是存在一個(gè)過(guò)渡過(guò)程。對(duì)于給定的交流輸入范圍， RPK 值較小時(shí)對(duì)應(yīng)連續(xù)的工作模式和相對(duì)較大的初級(jí)電感量，并且初級(jí)峰值電流 PKI 和初級(jí)有效值電流 RSMI 值 較小 ,這時(shí)可選用較小功率的控制器件和較大尺寸的高頻變壓器來(lái)實(shí)現(xiàn)優(yōu)化設(shè)計(jì)。反之， RPK 值較大，就表示連續(xù)程度較差，初級(jí)電感量較小，而 PKI 與 RSMI 較大，此時(shí)采用較大功率的控制器件和尺寸較小的高頻變壓器。 通過(guò)查閱相關(guān)資料，采用 CCM 可比 DCM 減小功耗大約為 25%左右。對(duì)于同樣的輸出功率，采用 CCM 可使用功率較小的控制芯片，或者允許控制芯片工作在較低的損耗下。此外，設(shè) 計(jì)成 CCM 時(shí)，初級(jí)電路中的交流成分要比 DCM 低，并能減小趨膚效應(yīng)以及高頻變壓器的損耗。本設(shè)計(jì)選取 RPK ＜ ，即工作于 CCM模式。 控制電路分析 在開關(guān)電源中，控制電路的主要功能是為開關(guān)管提供比率可調(diào)的驅(qū)動(dòng)脈沖，從而達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。常用的調(diào)制方式有三種： PWM 脈寬調(diào)制、 PFM 脈頻調(diào)制和 PWMPFM 調(diào)寬調(diào)頻混合電路。 PWM 脈沖寬度調(diào)制 PWM 調(diào)制方式就是控制芯片根據(jù)輸入電壓的變化，使輸出脈沖寬度發(fā)生變化的一種調(diào)制方式。在調(diào) 制期間脈沖周期 T 是固定不變的。不論是負(fù)載電流發(fā)生變化，還是輸入電壓發(fā)生變化，都會(huì)引起輸出電壓的變化，通過(guò)反饋采樣這個(gè)變化，然后經(jīng)過(guò)穩(wěn)壓控制系統(tǒng)，最終使輸出脈沖寬度改變，從而達(dá)到輸出穩(wěn)定電壓的目的。脈沖寬度調(diào)制變化如圖 23 所示， T 不變， Ton 發(fā)生變化，即脈沖寬度改變。 T o nT o f f( a )( b )( c )T o n 變 寬T o n 變 窄T 不 變 圖 23 PWM 調(diào)節(jié)方式 南通農(nóng)業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)生畢業(yè)論文 4 PFM 脈沖頻率調(diào)制 PFM 調(diào)制方式就是控制芯片根據(jù)輸入電壓的變化，使輸出脈沖周期發(fā)生變化的一種調(diào)制方式。脈沖頻率調(diào)制變化如圖 24 所示， Ton 不變，即脈沖寬度不變化，而周期發(fā)生變化，即頻率改變。 ( a )( b )( c )T o n T o f f周 期 變 小頻 率 變 高周 期 變 大頻 率 變 低 圖 24 PFM 調(diào)節(jié)方式 PWMPFM 脈寬脈頻綜合調(diào)制 PWMPFM 脈寬脈頻綜合調(diào)制方式就是控制芯片根據(jù)輸入電壓的變化，不但使輸出脈沖寬度發(fā)生變化，而且頻率也同時(shí)發(fā)生變化的一種調(diào)制方式。 PWMPFM 調(diào)制方式是同時(shí)改變周期 T 和導(dǎo)通時(shí)間 Ton 兩個(gè)參數(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。PWM— PFM 兼有 PWM 和 PFM 的優(yōu)點(diǎn)，調(diào)制過(guò)程如圖 25 所示。 T o n T o f f( a )( b )T 改 變T o n 變 化 圖 25 PWMPFM 綜合調(diào)節(jié)方式 本設(shè)計(jì)采用第一種 PWM 調(diào)制方式，屬于 PWM 調(diào)制方式中的電流反饋模式。調(diào)制過(guò)程是當(dāng)控制芯片 UC3844 的檢測(cè)端電流在規(guī)定的范圍內(nèi)， UC3844 輸出占空比與檢測(cè)端電流成反比。通過(guò)檢測(cè)端電流的大小來(lái)改變占空比的大小，實(shí)現(xiàn) PWM 調(diào)制，從而達(dá)到穩(wěn)定電壓的目的。 南通農(nóng)業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)生畢業(yè)論文 5 系統(tǒng)整體架構(gòu) 多路輸出 反激式開關(guān)電源系統(tǒng)設(shè)計(jì)整體架構(gòu)如圖 26 所示，主要包括：前級(jí)保護(hù)電路、 EMI 濾波電路、整流濾波電路、漏磁吸收回路、輸出 整流濾波電路、反饋電路、主控制電路等。 變壓器及漏磁吸收回路輸出模塊整 流濾 波快速自恢復(fù)保險(xiǎn)主控制芯片光耦隔離反饋模塊TL 431 比較模塊輸入模塊E M I 濾波前置保護(hù)全波整流濾 波u i2 2 0 V功 率 開 關(guān) 管 圖 26 系統(tǒng)整體架構(gòu)圖 工作過(guò)程分析：接入 220V 交流電 ui；經(jīng)過(guò)保護(hù)電路之后；進(jìn)行 EMI 電磁濾波，濾除電源接入噪聲和自身噪聲干擾；橋式整流為 310V 左右的直流電壓；通過(guò)反激式主變換電路進(jìn)行電壓變換，主電路包括全波整流、濾波、高頻變壓器、漏磁吸收回路和功率開關(guān)管；經(jīng)過(guò)變壓器二次側(cè)變換之后送至后級(jí)同步整流電路進(jìn)行整流濾波；如輸出濾波效果不明顯，可增加后級(jí)濾波電路；在交流輸入電壓波動(dòng)時(shí)，為了保證輸出 穩(wěn)定，需要進(jìn)行負(fù)反饋調(diào)節(jié)，從后級(jí)輸出 Uo 端進(jìn)行采樣，采樣信號(hào)送至控制電路，經(jīng)過(guò)取樣、比較、放大等環(huán)節(jié)產(chǎn)生比率可調(diào)的脈沖信號(hào)來(lái)控制開關(guān)管作出相應(yīng)調(diào)整，從而使輸出穩(wěn)定。 3 系統(tǒng)設(shè)計(jì) 設(shè)計(jì) 的多路輸出反激式開關(guān)電源原理圖 如附錄 1 所示。本章基于系統(tǒng)設(shè)計(jì)整體架構(gòu)，根據(jù)設(shè)計(jì)電源的功能要求和性能指標(biāo)，完成了變壓器的設(shè)計(jì)及各部分具體電路模塊分析、設(shè)計(jì)、參數(shù)計(jì)算及選取。 變壓器設(shè)計(jì) 變壓器的設(shè)計(jì)在開關(guān)電源的設(shè)計(jì)過(guò)程中尤為重要，電源的性能將取決于變壓器設(shè)計(jì)的合理性。如圖 31 所示為變壓器的設(shè)計(jì)基本流程。 南通農(nóng)業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)生畢業(yè)論文 6 確 定 以 下 數(shù) 據(jù)1 、 輸 出 功 率2 、 占 空 比3 、 輸 入 電 壓 最 小 值附 帶 計(jì) 算 變 壓器 原 邊 限 流 電阻 值計(jì) 算 原 邊 電 流 峰 值得 到 I p k確 定 以 下 數(shù) 據(jù) ：電 源 工 作 頻 率 f計(jì) 算 變 壓 器 原 邊 電感 量計(jì) 算 變 壓 器氣 隙 長(zhǎng) 度原 邊 匝 數(shù)計(jì) 算 副 邊 匝 數(shù)選 取 原 副 邊 繞 組 導(dǎo)線 概 算 是 否 能 實(shí) 現(xiàn)繞 制1 、 飽 和 磁 通2 、 磁 芯 有 效 截 面 積3 、 實(shí) 效 磁 路 長(zhǎng) 度4 、 初 始 磁 導(dǎo) 率選 擇 變 壓 器 磁 芯 數(shù) 據(jù)確 定 輸 出 電 壓 圖 31 變壓器的設(shè)計(jì)基本流程 估算輸出和輸入功率 根據(jù)設(shè)計(jì)輸出電壓電流的大小，計(jì)算總的輸出功率如式 (31)所示： WIVIVIVIVIVP OOOOOOOOOOO 5531152155544332211 ???????????? (31) 根據(jù)輸出功率和效率，計(jì)算輸入功率如式 (32)所示： WPP Oin %7555 ??? ? (32) 計(jì)算最小和最大直流輸入電壓及電流 交流電經(jīng)過(guò)整流橋后，其最小和最大輸入直流電壓可由式 (33)和 (34)計(jì)算： VACV in 240402198402( m in )( m in ) ??????? (33) VACV in 3 4 222 4 22( m a x )( m a x ) ????? (34) 其中 (33)式中減去的 40V 為直流紋波及整流橋壓降之和的經(jīng)驗(yàn)值，在計(jì)算最南通農(nóng)業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)生畢業(yè)論文 7 小值時(shí)使用。 MOSFET，額定電壓為 600V，故在 VINMAX 處，必須保留至少 30V 的裕量。此種情況下，漏極電壓不能超過(guò) 570V。漏極電壓為 VIN+Vz，于是有 VIN+Vz=242+Vz≤ 570 (35) Vz ≤ 570 一 342=228V (36) 需選擇標(biāo)準(zhǔn)的 180V 穩(wěn)壓管。 若以 Vz/VOR 為函數(shù)畫出上述鉗位損耗曲線可發(fā)現(xiàn)。在所有情況下， VZ/VOR=均為消耗曲線上的明顯下降點(diǎn)。因此選擇此位作為最優(yōu)比。則有 VVVVZZOR ?????? (37) 5V 輸出二極管正向壓降為 ， 則匝比為 ???? Do ORVV Vn (38) 15V 輸出電壓通常需經(jīng)后級(jí)線性調(diào)整器調(diào)整。此種情況下，必須使變壓器提供高于輸出 (最終所需的 15V） 3~5V 的電壓。為線性調(diào)整器正常工作提供必要的裕量。此裕量不僅能滿足調(diào)整器的最小壓差，而且一般也可使其在所有負(fù)載情況下均能得到已調(diào)整的 15V。然而，也有些智能的交叉調(diào)整技術(shù)使得我們可以省掉此線性調(diào)整器。尤其是在對(duì)于調(diào)整后的 15V 電壓要求不高，或是保證輸出為最小負(fù)載 時(shí)。本設(shè)計(jì)中三路 15V 無(wú)后級(jí)調(diào)整器，可得 15V 輸出所需匝比為 128/(15+l)=8，其中假設(shè)二極管有 1V 壓降。 根據(jù)所計(jì)算的最小和最大輸入直流電壓，可以算出最小和最大直流輸入電流如式 (39)和 (310)所示： AV PI in inin ( m a x )( m in ) ??? (39) AV PI in inin 4 ( m in )( m a x ) ??? (310) 計(jì)算脈沖信號(hào)最大占空比 當(dāng)電網(wǎng)電壓在 220V? 10% 范圍內(nèi)變 化時(shí) ,經(jīng)全波整流后的直流輸入電壓最小為(min)inV 為 240V，最大為 (max)inV 為 342V。最大占空比計(jì)算如式 (311)所示 ： )( m in )( DSOR ORMA X VV inV VD ??? (311) 其中 ORV 為反射電壓，是指當(dāng)功率開關(guān)管關(guān)斷且次級(jí)電路處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)，次級(jí)電壓感應(yīng)到初級(jí)端的電壓值。對(duì)于本設(shè)計(jì)所用的 UC3844 器件來(lái)說(shuō)， ORV ? 160V,本設(shè)計(jì)計(jì)算時(shí)取 ORV =160V， DSV 為主開關(guān)導(dǎo)通時(shí) D、 S 間壓降，典型值為 15V。 通過(guò)計(jì)算得到： 南通農(nóng)業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)生畢業(yè)論文 8 )152 4 0(1 6 0 1 6 0 ????M A XD (312) 估算峰值電流和紋波電流 平均電流 I AVG 和峰值電流 I PK可由式 (313)和（ 314）計(jì)算： AV PI in OAVG 55( m in ) ???? ? (313) ADKIIM A XRPAVGPK )2 ()21( ?????? (314) K RP 一般取 ；對(duì)于 230V 的交流輸入， K RP 一般取 。一般來(lái)講，單片反激開關(guān)電源工作于 CCM 連續(xù)工作模式，此時(shí) ?? RPK 。根據(jù)所用器件資料，本設(shè)計(jì)取 RPK 為 。 紋波電流計(jì) 算公式如 (315)所示： )(2 M A XA V GPKR DIII ??? (315) 代入相關(guān)數(shù)值，可得到： AIR ) (2 ???? (316) 磁芯尺寸確定方法 設(shè)計(jì)磁性元件與特制或成品電感不同，須加氣隙以提高磁心的能量?jī)?chǔ)存能力。