【正文】 LC 濾波器設(shè)計 為了節(jié)省成本和 PCB 面積，大多數(shù) D 類放大器的 LC 濾波器采用二階低通設(shè)計。揚(yáng)聲器用于減弱電路的固有諧振。要獲得最佳濾波器設(shè)計效果，設(shè)計工程師應(yīng)當(dāng)總是爭取使用精確 的揚(yáng)聲器模型。如果對于高達(dá) 20 kHz 頻率，要求下降小于 1 dB，則要求典型的濾波器具有 40 kHz 巴特沃斯 (Butterworth)響應(yīng) (以達(dá)到最大平坦通帶 )。 表 51 標(biāo)稱元器件值 如果設(shè)計不包括揚(yáng)聲器反饋，揚(yáng)聲器 THD 會對 LC濾波器元器件的線 性度敏感。 額定電流：選用磁芯的額定電流應(yīng)當(dāng)大于期望的放大器的最高電流。 通過在磁芯周圍繞線而形成電感。由于該電阻串聯(lián)于半橋和揚(yáng)聲器之間，因而會消耗一些輸出功率。 最后，不要忘記所使用的電感器的形狀也會影響 EMI，正如上面所提到的。構(gòu)成該電路的成本大致與模擬線性放大器相同。 D類放大器的低功耗節(jié)省了散熱裝置的成本 (以及 PCB 面積 )，例如，散熱片或風(fēng)扇。當(dāng)驅(qū)動數(shù)字音頻源時，模擬線性放大器需要數(shù)模轉(zhuǎn)換器 (DAC)將音頻信號轉(zhuǎn)換為模擬信號。 另一方面， D 類放大器的主要成本缺點(diǎn)是 LC 濾波器。在大功率放大器中， D類放大器的總體系統(tǒng)成本仍具有競爭力，因?yàn)樵谏嵫b置節(jié)省的大量成本可以抵消 LC 濾波器的成本。在極個別情況下，例如，用于蜂窩電話的低成本放大器，放大器 IC的成本可能比 LC 濾波器的總成本還要低。 散熱注意事項 D 類放大器相比 AB 類放 大器具有更高的效率和更好的熱性能。 1. 連續(xù)正弦波與音樂 在實(shí)驗(yàn)室評估 D類放大器性能時，常使用連續(xù)正弦波作為信號源。如果用接近最大輸出功率的連續(xù)正弦波驅(qū)動 D 類放大器，則放大器常常會進(jìn)28 入熱關(guān)斷狀態(tài)。通常情況下，語音的峰值與 RMS 功率之比 (即波峰因數(shù) )為 12dB，而音樂的波峰因數(shù)為 18dB 至 20dB。雖然音頻信號峰值略高于正弦波，但其 RMS 值大概只有正弦波的一半。雖然音頻信號可能具有與正弦波相近的峰值，但在 D類放大器表現(xiàn)出來的熱效應(yīng)卻大大低于正弦波。如果只能使用正弦波，則所得到的熱性能要比實(shí)際系統(tǒng)差。 圖 56正弦波的 RMS 值 2. PCB 的散熱注意事項 在工業(yè)標(biāo)準(zhǔn) TQFN 封裝中，裸露的焊盤是 IC 散熱的主要途徑。如圖 57 所示，將 D 類放大器貼裝到常見的 PCB，最好根據(jù)以下原則：將裸露焊盤焊接到大面積敷銅塊。本文的案例中，敷銅層與散熱焊盤的右上方和右下方相連 (如圖 57)。 29 圖 57 裸露焊盤 D類放大器采用 TQFN 或 TQFP 封裝時，裸露焊盤是其主要散熱通道。該敷銅塊應(yīng)該在滿足系統(tǒng)信號走線的要求下具有盡可能大的面積。雖然 IC的引腳并不是主要的散熱通道，但實(shí)際應(yīng)用中仍然會有少量發(fā)熱。在這種情況下，電感的銅芯繞線也可為 D放大器提供額外的散熱通道。 圖 58 D類放大器右邊的寬走線有助于導(dǎo)熱。該散熱片的熱阻必須盡可能小，以使散熱性能最佳。 IC的頂部并不是器件的主要散熱通道，因此在此安裝散熱片不劃算。該散熱片焊接在 PCB 上，是兼顧尺寸、成本、裝配方 便性和散熱性能的理想選擇。降低負(fù)載的峰值電流可減少 MOSFET 的 I2R損耗，進(jìn)而提高效率。本例中，假設(shè) D 類放大器的輸出電流為 2A，電源電壓范圍為 5V 至 24V。如果 8W 的輸出功率能滿足要求，則可以考慮使用一個 12 揚(yáng)聲器和 15V 供電電壓，此時的峰值電流限制在 ，對應(yīng)的最大連續(xù)輸出功率為 。實(shí)際效率的提高根據(jù)不同 D類放大器而異。 圖 510輸出功率 31 另外還需要注意音頻帶寬內(nèi)負(fù)載阻抗的變化。換言之， 8的揚(yáng)聲器只在很窄的頻帶內(nèi)才呈現(xiàn)出 8 阻抗。在大部分音頻帶寬內(nèi)，該揚(yáng)聲器的阻抗都會遠(yuǎn)大于其 8的標(biāo)稱值。因此必須考慮系統(tǒng)的總阻抗以確保足夠的電流驅(qū)動能力和散熱性能。 圖 511 揚(yáng)聲器的阻抗的變化 5． 結(jié)論 D 類放大器的效率相比 AB 類放大器有很大提高。但是，如果能夠遵循良好的設(shè)計原則并且設(shè)定合理的設(shè)計 目標(biāo)，使用 D類放大器可使音頻系統(tǒng)設(shè)計更簡單。三角波產(chǎn)生器及比較器分別采用通用集成電路，各部分的功能清晰，實(shí)現(xiàn)靈活，便于調(diào)試。 32 圖 512 脈 寬調(diào)制器 2． 三角波產(chǎn)生電路 該電路我們采用滿幅運(yùn)放 TLC4502 及高速精密電壓比較器 LM311 來實(shí)現(xiàn) (電路如圖 513所示 )。 圖 513三角波產(chǎn)生電路 載波頻率的選定既要考慮抽樣定理，又要考慮電路的實(shí)現(xiàn)，選擇 150KHz 的載波，使用四階 Butterworth LC 濾波器，輸出端對載頻的衰減大于 60dB，能滿足題目的要求，所以我們選用載波頻率為 150 kHz。若選定R10 為 100 kΩ，并忽略比較器高電平時 R11上的壓降，則 R9 的求解過程如下： ()/100=1/R9, R9=100/=40KΩ 取 R9 為 39kΩ。 VC 4 的最大值為 2V，則 2=(R7+R6) 1/2f C4=(R7+R6)4f= 1000 4 150 1000≈ 取 C4=220pF,R7=10KΩ ,R6采用 20KΩ可調(diào)電位器。 3． 比較器 選用 LM311 精密、高速比較器， 電路如圖 ， 供電為 5v單電源， 給 V? ＝ V? 提供 2． 5v 的靜態(tài)電位，取 R12 ＝ R15 ， R13 ＝ R14 ， 4個電阻均取 10KΩ。 圖 514比較器 電路 前置放大器 電路如圖 515 所示。 當(dāng)功放輸出的最大不失真功率為 1w時，其 8Ω上的電壓 V PP_ =8v，此時送給比較器音頻信號的 V PP_ 值應(yīng)為 2V，則功放的最大增益約為 4(實(shí)際上，功放的最大不失真功率要略大干 l w，其電壓增益要略大干 4)。前放仍采用寬頻帶、低漂移、滿幅運(yùn)放 TLC4502，組成增益可調(diào)的同相寬帶放大器。 同時，采用滿幅運(yùn)放可在降低電源電壓時仍能正常放大，取 V? =VCC /2=2． 5V，要求輸入34 電阻 Ri 大干 10KΩ，故取 R1 =R2 =51KΩ，則 Ri ＝ 51／ 2=，反饋電阻采用電位器 R4 ，取 R4 =20KΩ ,反相端電阻 R3 取 2． 4KΩ，則前置放大器的最大增益 AV為 AV =1+R4/R3=1+20/≈ 調(diào)整 R4 使其增益約為 8，則整個功放的電壓增益從 0～ 32可調(diào)。 超過此幅度則輸出會產(chǎn)生削波失真。 將 PWM 信號整形變換成互補(bǔ)對稱的輸出驅(qū)動信號，用CD40106 施密特觸發(fā)器并聯(lián)運(yùn)用以獲得較大的電流輸出，送給由晶體三極管組成的互補(bǔ)對稱式射極跟隨器驅(qū)動的輸出管，保證了快速驅(qū)動。 35 圖 516驅(qū)動電路 高速開關(guān)電路 1． 方案論證與比較 ①．輸出方式 方案一：選用推挽單端輸出方式 (電路如圖 517 所示 )。 圖 517 推挽單端輸出電路 方案二 ：選用 H 橋型輸出方式 (電路如圖 518 所示 )。 36 圖 518 H橋型輸出電路 ②．開關(guān)管的選擇 為提高功率放大器的效率和輸出功率，開關(guān)管的選擇非常重要，對它的要求是高速、低導(dǎo)通電阻、低損耗。 晶體三極管需要較大的驅(qū)動電流，并存在儲存時間，開關(guān)特性不夠好，使整個功放的靜態(tài)損耗及開關(guān)過程中的損耗較大； IGBT 管的最大缺點(diǎn)是導(dǎo)通壓降太大。 VMOSFET 管具有較小的驅(qū)動電流、低導(dǎo)通電阻及良好的開關(guān)特性，故選用高速 VMOSFET 管。 K1K K3K4 分別是橋的兩個橋臂，通過控制各個開關(guān)的閉合與斷開，產(chǎn)生 PWM1 與 PWM2 兩個信號，不同的開關(guān)控制規(guī)律決定 PWM1 與 PWM2 的波 形不同，但無論何時，每個橋臂的上下兩只開關(guān)不能同時導(dǎo)通，以防止直通大電流的產(chǎn)生；由 L、 C組成的低通率波器濾除 PWM 中的高頻成分，還原出原始音頻信號。 37 圖 519 H 橋式輸出電路 ②． 雙極性 PWM H 橋式電路輸出的兩路 PWM波是 180? 反向的， 圖 520所示為 50%占空比，輸入為零的情況。如果 PWM中包含音頻信息，則輸出 PWM 波的占空比發(fā)生變化，占空比變化的雙極性 PWM 波與濾波后波形如 圖 521所示。 PWM1與 PWM2 都是低電平為零，高電平為 VCC 的方波， PWM1與 PWM2 形成的差動信號在 50%占空比情況下為零，如果 PWM 中包含音頻信息， PWM 占空比在 0 與 100%之間發(fā)生變化時， PWM1 與 PWM2 的相位 180? ，PWM1 與 PWM2 形成的差動信號則是低電平為 VCC，高電平為零，或者低電平為零，高電平為 VCC 的方波，如 圖 523所示。對 LC 濾波器設(shè)計來說，上述幾方面要求是相互矛盾：選擇 L、 C 的參數(shù)較小，可以得到寬頻帶平直的響應(yīng)曲線，但濾波后殘余的 PWM 高頻噪聲幅度較大，高頻噪聲超出音頻范圍，對聽感不會造成太大影響，但導(dǎo)致嚴(yán)重的電磁干擾；如果選擇 L、 C 的參數(shù)較大，可以將高頻噪聲降至較低水平，但頻響范圍變小，頻響曲線不平坦，在特定頻率段會造成很大幅度的電壓抬升。雙極性 PWM與 單極性 PWM經(jīng) LC 濾波后的波形對比如 圖 524～ 圖 526所示。 (a)雙極性 PWM (b) 單極性 PWM 圖 524 輸出削波之前 39 (a)雙極性 PWM (b) 單極性 PWM 圖 525 輸出中等幅度 (a)雙極性 PWM (b) 單極性 PWM 圖 526 殘余高頻噪聲 從以上各圖可以看出，在相同條件下，單極性 PWM比雙極性 PWM波形清晰，高頻包絡(luò)成分少，高頻噪聲僅有雙極性 PWM 的 1/16。所示從中可以看出對于 4Ω以上阻抗，采用單極性 PWM可以得到更平直的幅頻特性，對于低阻抗驅(qū)動，雙極 性 PWM更有優(yōu)勢。 ⑥． H 橋互補(bǔ)對稱輸出電路 對 VMOSFET 的要求是導(dǎo)通電阻小，開關(guān)速度快，開啟電壓小。實(shí)際電路如圖 528 所示。 圖 528 H橋互補(bǔ)對稱輸出電路 低通濾波 1．濾波器的選擇 方案一：采用兩個相同的二階 Butterworth 低通濾波器。 方案二：采用兩個相同的四階 Butterworth 低通濾波器，在保證 20kHz 頻帶的前提下使負(fù)載上的高額載波電壓進(jìn)一步得到衰減。 PWM 頻率為幾百 kHz，比音頻信號帶寬20~20kHz 大得多，為了從 PWM 開關(guān)信號中恢復(fù)出音頻信號，通常采用低通濾波器（ LPF），低通濾波器頻率特性如 圖 529所示。從圖中可以看出， PWM 經(jīng)過低通濾波器后高頻分量大大減小，音頻信號得到恢復(fù)，但總會殘留部分高頻開關(guān)成分。 圖 532所示為數(shù)字功放中低通濾波器可能出現(xiàn)的位置及作用。 43 圖 533 不同負(fù)載時 LC 低通濾波器頻率響應(yīng) 44 6 MAX9703/MAX9704 單聲道 /立體聲 D 類音頻功率放大器 概述 MAX9703/MAX9704單聲道 /立體聲 D類音頻功率放大器，以 D類效率提供 AB類放大器的性能，節(jié)省電路板空間，而且無需使用大型的散熱裝置。受專利保護(hù)的調(diào)制與開關(guān)方案可以省去傳統(tǒng) D類放大器的輸出濾波器。本器件采用全差分結(jié)構(gòu)、全橋輸出 ，并具有全面的雜音抑制。短路與熱過載保護(hù)可防止器件在故障條件下?lián)p壞。兩款器件都工作在 40176。 C擴(kuò)展級溫度范圍內(nèi)。 MAX9703/MAX9704 詳細(xì)說明 MAX9703/MAX9704無需濾波的 D類音頻功率放大器對開關(guān)模式放大技術(shù)作了一些重要改進(jìn)。這些器件以D類效率提供 AB類放大器的性能，占用最小的電路板空間。差分輸入結(jié)構(gòu)降低了共模噪聲的拾取，可以不加輸入耦合電容。 比較器監(jiān)視器件輸入，并將互補(bǔ)輸入電壓與三角波進(jìn)行比較 。 工作效率 D類放大器的效率取決于輸出級晶體管的工作時間。所有與 D類輸出級相關(guān)的功耗主要是由 MOSFET導(dǎo)通電阻與消耗靜態(tài)電流產(chǎn)生的 I2R損耗決定。標(biāo)準(zhǔn)工作電平 (典型的音頻信號重建電平 )下，效率會下降到 30%以下，但在相同條件下， MAX9704仍可保持 78%以上的效率 (圖 61)。濾波器增加了成本，也增大了放大器的尺寸，并會降低效率。濾波元件的任何寄生電阻都會導(dǎo)致功率損耗、降低效率。由于省去了輸出濾波器，可以獲得更 小、更便宜、效率更高的方案。盡管這種偏移很小，若揚(yáng)聲器未經(jīng)專門設(shè)計，能夠處理額外功率的話，還是可能被損壞。H的揚(yáng)聲器。H至 100181。揚(yáng)聲器電感大于 60181。 2. 內(nèi)部穩(wěn)壓器輸出 (VREG) MAX9703/MAX9704內(nèi)部提供一個 6V穩(wěn)壓輸出 (VREG)。關(guān)斷時， VREG不能提供邏輯高電平電壓。用 、 REG旁路至 GND。這是 D類放大器功率轉(zhuǎn)換的結(jié)果。而對 D類器件來說， 8mV的直流失調(diào)電 壓通過 8?負(fù)載時僅消耗 8181。正是由于 D類放大器的高效率，器件吸取的額外靜態(tài)電流僅為： 8181。 4. 增益選擇 MAX9703/MAX9704可由內(nèi)部設(shè)置