【正文】 出 220V 交流電。完成把電壓 VS升壓到 VO的功能。當(dāng)開關(guān) S 在位置 A 時，電流 iL流過電感線圈 L，在電感線圈未飽和前，電流線性增加，電能以磁能形式儲在電感線圈 L 中。由于開關(guān)管導(dǎo)通，二極管陽極接 VS 負(fù)極，二極管承受反壓狀態(tài)。開關(guān) S 轉(zhuǎn)換位置到 B 時，構(gòu)成電路如圖 所示。這樣線圈 L 磁能轉(zhuǎn)化成的電壓 V0與電源 VS串聯(lián)，以高于 V0電壓向電容 C、負(fù)載 R 供電。這樣就實(shí)現(xiàn)的將 48V的直流電變成 315V的直流電 [8]。 相對半橋逆變器而言，全橋逆變器的開關(guān)電流減小了一半，因而在大功率場合得到了廣泛應(yīng)用。 橋?qū)?角的兩個功率 MOS 管作為一組，每組同時接通或斷開，兩組開關(guān)輪流工作，在一個周期中的短時間內(nèi)，四個開關(guān)將處于斷開狀態(tài)。 D CCT 1T 4D 1 T 2D 4T 3D 2D 3LC負(fù)載 圖 橋式變換器主電路圖 開始階段，給 T T3 加觸發(fā)脈沖，此時這兩個 MOS 管導(dǎo)通，電流流過 T1 的漏極，經(jīng)過輸出濾波電路回到 T3 的漏極。 此外四個二極管還有限制過電壓的作用。 主電路參數(shù)設(shè)計 L設(shè)計 為了分析問題的方便，把主電路中 Boost 環(huán)節(jié)抽象出來，并將 Boost 電路的輸入、輸出電壓分別用 Vs 和 V0表示， Boost 電路的等效電阻 R 為 250Ω，其等效電路原理圖如圖 所示，其中 Vs=48V， V0=315V[10]。本節(jié)所給出的各點(diǎn)工作電壓、電流波形都是建立在上述分析的基礎(chǔ)上的，并且其中的參數(shù)在上節(jié)都有了說明。 24 tttttV g sV 2V tiV LV sVsII s 圖 主要參數(shù)各點(diǎn)波形 按 iL 在周期開始時是否從零開始，可分為連續(xù)工作狀態(tài)或不連續(xù)工作狀態(tài)兩種模式。不連續(xù)工作狀態(tài)，輸入電流 iL 是脈動的。 在 iL 連續(xù)工作狀態(tài)，開關(guān)周期 TS 最后的時刻電流 I0 值，就是下一個 TS 周期中電流 iL 的開始值。在要求相同功率輸出時，此時場效應(yīng)管和二極管的最大瞬時電流比連續(xù)狀態(tài)下要大，同時輸出直流電壓的紋波也增加。 由公式 ()和 ()可得電感電流在上升時的電流增益和在下降時電流增益分別為： 25 TDLVi SSL 11 ?? ， （ ） TDLVVi SSL 202 ???? （ ） 按 在交接處電流相等，即 N 原則有： TDL VVTDLV SSSS 201 ?? （ ） 化簡得電壓增益為： DVVM S 10 1 1??? （ ） 由于忽略損耗有： IVIV SS?00 ， MIIVV SS?? 00 （ ） 故 IMIS 0? （ ） 根據(jù)在連續(xù)與不連續(xù)之間的臨界狀 態(tài)的條件，它們與 Is 的關(guān)系式為： Ii SL??21 （ ） 則有 RVMIMIS 00 ??和 TDLViSSL 12121 ??。將上述參數(shù)代入公式（ ） 可得： ? ? ? ? ? ?2 21110 . 8 3 1 0 , 8 3 2 5 0 1 0 0 0 . 321 2S mHDDL R T? ?? ? ? ? ?（ ） 析 假定逆變器的直流環(huán)電壓為 Ud ，載波三角波的幅值為 Uc ，則調(diào)制比的值為： 26 ? ?U UIZUMCrSS ??? 2 （ ） 式中： Us為電源輸出電壓的有效值， Is 為電源輸出電流有效值， Ur為調(diào)制電壓的有效值。 （ 3） 載波比 N 和調(diào)制比 M 的選擇 ① 載波比 N 的選擇 對于本 論文 ，選取 N=200 即可。 死區(qū)時間設(shè)置一般取死區(qū)時間為開關(guān)時間的 2 倍，可取 2 181。 IR2110 芯片控制電路的 設(shè)計 驅(qū)動電路輸出 SPWM 信號經(jīng)驅(qū)動電路驅(qū)動逆變橋的開關(guān)管。驅(qū)動芯片采用 IR 公司生產(chǎn)的大功率 MOSFET 和 IGBT 專用驅(qū)動集成電路芯片 IR2110， IR2110[13,14]是 IR 公司生產(chǎn)的大功率 MOSFET 和 IGBT 專用驅(qū)動集成電路，可以實(shí)現(xiàn)對 MOSFET 和 IGBT 的最優(yōu)驅(qū)動，該芯片具有光耦隔離和電磁隔離的優(yōu)點(diǎn)，同時還具有快速完整的保護(hù)功能和自帶死區(qū)，因而它可以提高控制系統(tǒng)的可靠性，減少電路的復(fù)雜程度。 IR2110 的內(nèi)部結(jié)構(gòu)和工作原理框圖如圖 所示。兩路輸出 HO 和 LO 分別與兩輸入 HIN 和 LIN 相對應(yīng)， SD 為保護(hù)信號輸入端，當(dāng)該腳接高電平時， IR2110 的輸出信號全被封鎖，其 對應(yīng)的輸出端 HO 和 LO 恒為低電平；而當(dāng)該腳接低電平時， IR2110 的輸出信號跟隨 HIN 和 LIN 而變化，兩路均能正常輸出，在實(shí)際電路里，該端接用戶的保護(hù)電路的輸出。驅(qū)動電路接線圖如圖 所示，懸浮電源 VB 可以從電源 VCC 通過二極管 DIODE 對電容 C7 充電自舉獲得（因?yàn)閷τ跇蚴诫娐?，每一路?qū)動都必須獨(dú)立的直流電源）其二極管必須是快恢復(fù)二極管其耐壓值必須超過主電路直流輸入電壓，電容 C7 的電容值的選取決定于開關(guān)頻率及 MOSFET 輸入電容充放電的要求等。 VB 和 VS 之間的電容為自舉電容。 圖 驅(qū)動電路 也可以采用分立元件去驅(qū)動，分立元件主要采用對管來實(shí)現(xiàn)信號的放大和隔離，但是其沒有保護(hù)功能，不易實(shí)現(xiàn)對下級電路的保護(hù)，并且電路復(fù)雜，給調(diào)試帶來很 多不便，費(fèi)用也比較昂貴，沒有上述用專用驅(qū)動芯片驅(qū)動比較好，所以不選用這種驅(qū)動方法。此電路是過流保護(hù)電路，其中 100kΩ電阻用來限流，通過比較器 LM311 對電流互感器采樣轉(zhuǎn)化的電壓進(jìn)行比較， LM311 的 3腳接 10kΩ電位器來調(diào)比較基準(zhǔn)電壓，輸出后接 100Ω的電阻限流，它與后面的 220181。當(dāng)電流過流時比較器輸出是高電平產(chǎn)生保護(hù)，使 SPWM不輸出，控制場效應(yīng)管關(guān)閉。 29 圖 過流保護(hù)電路圖 開關(guān)管驅(qū)動信號 電路 單極性倍頻正弦脈沖寬度調(diào)制方法的驅(qū)動信號形成電路如圖 所示。圖中的 A、 B 為比較器。其中， Vr=Vrmsinωt=Vrmsin 2πfrt=Vrmsin(2πt/Tr)，被稱為正弦參考電壓，其幅值為 Vrm，頻率 fr=1/Tr， Tr 為其周期；三角波 Vc 被稱為高頻 30 三角載波，其最大值為 177。三角波與正弦波頻率比值稱為載波比N=fc/fr。由圖可知正弦波與三角波的瞬時值決定了 4 個開關(guān)管的驅(qū)動信號及其通、斷狀態(tài)。 圖 LC 濾波電路 LC 濾波器一般是由濾波電抗器、電容器和電阻器適當(dāng)組合而成，與諧波源并聯(lián)，除起濾波作用外，還兼顧無功補(bǔ)償?shù)男枰?LC 濾波器具有結(jié)構(gòu)簡單、設(shè)備投資少、運(yùn)行可靠性較高、運(yùn)行費(fèi)用較低等優(yōu)點(diǎn)，應(yīng)用很廣泛。 LC 濾波主要是電感的電阻小，直流損耗小，對交流電的感抗大，濾波效果好；缺點(diǎn)是體積大，笨重成本高。 RC 體積小，成本低濾波效果不如 LC 電路。所以系統(tǒng)的仿真是驗(yàn)證系統(tǒng)能否實(shí)現(xiàn)的基本方法，所以對于本設(shè)計的可行性的驗(yàn)證，仿真部分至關(guān)重要。 圖 PWM 逆變器主電路圖 將調(diào)制深度 m 設(shè)置為 ，輸出基波頻率設(shè)為 50Hz，載波頻率設(shè)為基波的 15倍，即 750Hz，仿真時間設(shè)為 ，在 powergui 中 設(shè)置為離散仿真模式，采樣時間設(shè)為 1e005s，運(yùn)行后可得仿真結(jié)果，輸出交流電壓，交流電流和直流電流 。 32 圖 PWM 脈沖觸發(fā)電路 在 Simulink 的 “ Source” 庫中選擇 “ Clock” 模塊，以提供仿真時間 t， 乘以 2∏f后再通過一個 “ sin” 模塊即為 sinwt，乘以調(diào)制比 m 后可得到所需的正弦波調(diào)制信號。將調(diào)制波和載波通過一些運(yùn)算與比較，即可得出下圖 所示的 雙 極性 SPWM 觸發(fā)脈沖波形。 圖 逆變電路輸出波形 輸出電壓分析 對上圖進(jìn)行電壓的 FFT 分析如圖 所示。諧波分布中最高的為 第 15 次和 2 31 次諧波，分別為基波的 %和 %、 %，考慮最高頻率為 4500Hz 時的 THD達(dá)到 %。 由 FFT 分析可知：在 m=，fc=750Hz， fr=50Hz，即 N=15 時，輸出電流基波幅值為 ，考慮最高頻率為4500Hz 時的 THD=%，輸出電流近似為正弦波。 35 圖 輸出 電流 的 FFT 分析 在調(diào)制比 m（ ）、載波頻率 fc（ 750Hz）、調(diào)制波頻率 fr（ 50Hz）的情況下，通過對電壓電流的分 析，可知道 PWM 控制方式輸出電壓 THD=%，輸出電壓諧波次數(shù)較高，更容易濾除；輸出電流 THD=%，即輸出電流諧波含量明顯更小，更接近于正弦波。 36 第 5 章 結(jié)束語 結(jié)論 通過本次畢業(yè)設(shè)計 對 PWM 控制單相橋式逆變電源，從理論到仿真， 得出了 以下 的結(jié)論 ： 第一，分析了 PWM 逆變電源設(shè)計的基礎(chǔ)知識，為本設(shè)計的開展奠定了理論基礎(chǔ)； 第二，獨(dú)自完成結(jié)構(gòu)框架，學(xué)會 matlab 仿真軟件的使用，用仿真軟件驗(yàn)證了系統(tǒng)的可行性； 第三，在本設(shè)計系 統(tǒng)當(dāng)中，解決了 simulink 中模塊參數(shù)的修改方法 ，并且了解了 IR2110 的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，了解了過流保護(hù)電路設(shè)計方法。 本課題的研究雖然取得了一定的收獲，但在很多方面還有待于進(jìn)一步的改進(jìn)和完善 。這些問題雖然在本設(shè)計中得到了一部分的解決，但是解決方案不是特別理想，有待于進(jìn)一步的研究。 37 參考文獻(xiàn) [1] 王兆安，劉進(jìn)軍．電力電子技術(shù) [M]．北京：機(jī)械工程出版社， 2020 [2] 楊萌福，段善旭，朝澤云．電力電子裝置及系統(tǒng) [M]．北京：清華大學(xué)出版社， 2020 [3] 張力．現(xiàn)代電力電子技術(shù) 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本論文是在單 海歐 老師的悉心指導(dǎo)下完成的。不僅使我樹立了遠(yuǎn)大的學(xué)術(shù)目標(biāo)、掌握了基本的研究方法，還使我明白了許多待人接物與為人處世的道理。在此，謹(jǐn)向單 海歐 老師表示崇高的敬意和衷心的感謝！對于院里領(lǐng)導(dǎo)的關(guān)心和實(shí)驗(yàn)室的老師們的辛勤，給我們提供了實(shí)驗(yàn)室這樣一個良好的設(shè)計環(huán)境表示深深地感謝；感謝實(shí)驗(yàn)室老師的指導(dǎo)和幫助 .我的畢業(yè)課題是 PWM 控制單相橋式逆變電源系統(tǒng)的設(shè)計，是一個實(shí)際的小工程。我們的指導(dǎo)老師單海 歐 老師并沒有指責(zé)，而是給予我們鼓勵和很多寶貴的建議，并且悉心引導(dǎo)，給予我們一個比較清晰的設(shè)計思路。