【正文】 809 模數(shù)轉(zhuǎn)換后變化電壓，經(jīng)數(shù)據(jù)處理交數(shù)碼管處理。 。從而使得傳感器的輸出范圍符合 AT89S51的范圍。 工作計劃 學生姓名 專業(yè) 起止日期 （日 /月） 周 次 內(nèi) 容 進 程 備 注 1 接受設(shè)計 的課題，查找相關(guān)參考文獻和資料。 — 4 理清思路，撰寫開題報告 — 5 開題答辯 ， 對設(shè)計課題的方案作初步論證 — 6 方案論證，方案改進 ， 方案定稿 — 7 設(shè)計實現(xiàn)本課題的原理電路 — 8 設(shè)計實現(xiàn)本課題的原理電路 — 9 軟件仿真調(diào)試 — 10 軟件仿真調(diào)試 — 11 熟悉畢業(yè)論文格式 、撰寫 論文初稿 — 12 撰寫 論文初稿 — 13 完成論文初稿 ， 提交論文初稿 — 14 修改畢業(yè)論文，用 Protel 畫硬件原理圖 — 15 修改畢業(yè)論 文 ， 用 Protel 畫硬件原理圖 — 16 總體完善 — 17 完成論文終稿， 提交論文終稿 — 18 準備好自述講稿，打印，參加論文答辯 四、主要參考文獻 : 【 1】岳睿 .呼吸 式酒精傳感器的研究進展【 J】 .化學傳感器， 2021（ 3）： 69。 【 3】何希才 .傳感器技術(shù)與應(yīng)用【 M】 .北京：北京航空航天大學出版社， 2021。 【 6】何立民 .單片機高級教程應(yīng)用與設(shè)計【 M】 .北京：北京航空航天大學出版社，2021. 【 7】魏英智 .DS18B20 在溫度控制中的應(yīng)用 .煤炭機械。這篇應(yīng)用手冊描述了這兩種低成本的數(shù)字化變換技術(shù)。 RC 模擬數(shù)字變換器 這種變換方法組成簡單，但準確性下降和變換時間長。變換時間為 7 毫秒或 是更少 如圖一所示，如果采用 RC 模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換方法只需要一個 AT89CX051 微控制器，兩個電阻器和一個電容器。它交替為電容充放電。微控制器計算電容器電壓達到與內(nèi)部變換比較器輸入電壓的時間。未知電壓是所測時間的函數(shù)。模數(shù)變換器在兩個顯示屏上顯示伏特和 伏特。 典型電容器充放電周期波形如圖二所示。除了已給出的說明的地方，放電部分周期運用了下面的方程和討論： 下列指數(shù)方程中，電容器的電壓是時間的函數(shù)： /(1 )t RCC CCV V e??? 其中 VC 是 t 時刻的電容器電壓， VCC是給定電壓， RC 是電容器和電阻器值的乘積。電阻為歐姆，電容為法拉。當電容器充放電開始時波 形最陡，并隨時間變化。在一個壓縮的時間范圍里，指數(shù)曲線呈現(xiàn)遠遠超出其寬度的陡升趨勢，近似為垂線。是這種方法失敗的原因。如果每一次 取樣時間間隔 里使用查表繪出計算初值，微型控制器不需要適時解決指數(shù)方程?？赡苁箶?shù)據(jù)對稱以減小表的大小。圖三是電阻電容積值的變化導致電壓變化的放大圖。 電容器充放電周期的對稱減小了電容電阻乘積值變化帶來的影響，提高了變換準確性。誤差在 VCC/2達到最小。采樣間隔應(yīng)盡可能小以縮短變換時間和增大變換 分辨率 。編碼時間由微控制器的時鐘速度決定。 時間恒量 RC 影響著電容器充放電的波形。充電部分的波形最陡出現(xiàn)在原點附近，而放電部分則出現(xiàn)在 VCC附近。 圖四是電壓和原點附近采樣時間關(guān)系放大圖。 t? 是先前所定的采樣間隔。在圖中 ，由于采樣在電壓間隔中心進行，所以曲線的斜面是理想的。也有可能大。將采樣時間間隔從原點偏移 1/2t以后，其中心點對應(yīng)第一次電壓間隔采樣點。在第一個采樣點 V? ＝ 1/2 計算 RC。 用帶 1％公差電阻和 5％公差的電容：（ Rnorm1%） (Cnorm5%)*104 在伏特計中， R 和 C 的值選擇分別為 267 歐姆和 2 毫微法。再提到圖一， 歐上拉電阻連接微控制器 的 11腳。但是在電容器充放電周期的充電過程中對網(wǎng)絡(luò)RC的時間恒量有決定性影響。能造成變換誤差。在伏特計 應(yīng)用中， R 的值選擇為 267 歐姆，此值遠遠大于上拉內(nèi)阻。它是所需變換分辨率的函數(shù)。 電容器充放電所需的時間通過計算電容電壓從漸近線上升到最小可晰電壓間隔一半所需的時間來近似 得到。由于波形的對稱，定值同時用在周期充電和放電部分。所需電壓為 :VC=VCC(1/2)()= 由方程三 : m a x m a x m a x39( 1 ( 25 ) /( 1% ) ( 5% ) ( 26 / )( 1 ) ( 267 10 ) ( 5 ) ( 0 ) ( 25 / ) 3CC CCno r m no r m CCt R C I n V VR C I n VI n m s?? ? ? ? ?? ? ?? ? ? ? 所需測量回路采樣最小值通過計算電容器電壓達到 VCC/2得到，根據(jù)不同采樣間隔劃分。由于電容器充放電波形的對稱，采樣數(shù)將同時在周期的兩 個部分代入計算。在表中總個數(shù)是先前每半周期計算采樣數(shù)的二倍。它和每次采樣計算電壓值相對應(yīng)。 t? 是先前確定的采樣間隔。對放電半周期，通過求解下列方程得到電容器開始放電起消耗時間，求得每次采樣電壓。其中 N 表示采樣數(shù)，在充電半周期中也用同一個值。 電壓在前半周期中上升，在后半周期中下降。如表所示，每半周期的采樣數(shù)大于所需中等大小值 。在所需分辨率 。但是臨近采樣的電壓隨著 N 的遞增而下降。電壓和時間表現(xiàn)非線性關(guān)系。但用來確定表數(shù)。 例子：對應(yīng) 伏的表中十六進制的 25，顯示 伏特計原件的精度是 +/1（ ）但即使使用精密元件，通過 RC模擬－數(shù)字變換方法無法到達這個精度。首先用方程 3 確定與 r 和 c 一般值對應(yīng)的 t 結(jié)果顯示在 處 的變化。最差的變換誤差可以通過用較小公差元件來進一步減小。伏特計元件中使用的電容器是聚苯乙烯薄膜，雖然準確性不好，但因隔絕了 吸收和其他影響而減小了誤差。這些因素造成的變換誤差比單獨的元件誤差值大。并縮短了轉(zhuǎn)換時間。比較器比較 DAC 未知電壓和輸出，并返回 SAR 的結(jié)果。 實驗結(jié)果為未知值對應(yīng)二進制編碼。得到相關(guān)的快速變換。減少元件數(shù)。7 和 6 比特型相對來說適合于 MC1407 和 MC14086。 MC14088 的準確性超過 ％，保證了八位的單一性和線性。 輸入電流由 LM3362. 5 精密電壓參考源和一臺連續(xù)電阻器得到。 LF355B 選做電流電壓變化器。 當被編譯電壓超過未知的電壓時，比較器的 輸出變大，這被軟件檢測。 參考提供名義上的 伏特的輸出 (Vref)。在 LM3362. 5 數(shù)據(jù)表里表明的方法使基準電壓和溫度系數(shù)相平衡。 在 DACscales lref 用 8 比特從 0/256 到 255/256 二進制編碼，輸出結(jié)果從零到 (Io)(Iref 0/256)到 mA(Iref 255/256)。 輸出電壓由 DAC 輸出電流 ( Io)以 i/ V 變換器的值得乘積來確定。Ro)= 伏。由于 LF355B 運算放大器振幅有較低偏移電壓，所以偏移電壓不需要調(diào) 整。隨著 I/V 變換器獲得電阻器值的改變，結(jié)果可能變化。 1240歐電阻器連接 DAC 的腳 15 ， 2500 歐電阻器和運算放大器腳 3 連接可能相抵消，性能稍微下降。 伏使功耗減到最小。 5. 0 伏和177。為與 DAC 兼容選擇 為負極，也可 根據(jù)需要用 15v 代替。 A 到 D 變換的速度受 DAC 輸出設(shè)定時間，運算放大器的旋轉(zhuǎn)速度和設(shè)定時間，比較器響應(yīng)時間和旋轉(zhuǎn)速度和執(zhí)行連續(xù)近似算法所需時間的限制。從輸入到運算放大器最大電壓是 5 伏， 需要一微秒旋轉(zhuǎn)時間和 ( 看 LF355B 數(shù)據(jù)表 )4 微秒的停滯時間。 一臺 12 MHz 處理器時鐘和一微秒指令周期的輸出結(jié)果， 8 位的變換可以在被 300 微秒內(nèi)進行。 這里提出的逐步近似法模數(shù)轉(zhuǎn)換器的明顯缺陷是需要雙極的電源和大量微控制器 I/O 腳來控制 DAC?？刂艱AC的微控制器 I/O 腳的數(shù)量可以通過用 7 或 6 位的 DAC 代替來減少。 交替，邏輯交替的加入以接收微控制器的連續(xù)數(shù)據(jù)和 DAC 當前并行數(shù)據(jù)。 附錄 2 外文文獻 AnalogtoDigital Conversion Utilizing the AT89CX051 Microcontrollers The Atmel AT89C1051 and feature onchip Flash,low pin count, wide operating voltage,range and an integral analog application note describes two lowcost analogtodigital conversiontechniques which utilize the analog parato r in the AT89C1051 and AT89C2051 microcontrollers. RC AnalogtoDigital Converter This conversion method offers. An extremely low ponent count at the expense of accuracy and conversion time. In the example presented below,resolution is better than 50 millivolts, accuracy is somewhat less than a tenth of a Volt and conversion time is seven milliseconds or less. As shown in Figure 1, the RC analogtodigital. conversion method requires only two resistors and a capacitor in addition to the AT89CX051 microcontroller. A microcontroller output (pin 11), which swings from approximately ground to VCC, alternately charges and discharges the capacitor connected to the noninverting input of the internal parator (pin 12). The microcontroller measures the time required for the voltage on the capacitor to match the unknown voltage applied to the inverting input of the internal parator (pin 13).The unknown voltage is a function of the measured time. The HP50827300 LED displays shown in Figure 1 are not required for the conversion, but are utilized by the software to implement a simple twodigit result of the analogtodigital conversion is displayed in volts and tenths of a volt on the two displays. The voltmeter application does not utilize the full resolution of the RC conversion software,but serves to demonstrate the method as well as providing a tool for debug. The waveformfor a typical capacitor charge/discharge cycle is shown in Figure2. The discharge portion of the curve is identical to the charge portion rotated about the line VC = VCC/2. The equations and discussion below apply to the charge portion of the cycle, except where indicated. The voltage on the capacitoras a function of time is given by the exponential equation: VC = VCC (1e t/RC) (1) where VC is the voltage on the capacitor at time t, VCC is the supply voltage and RC is the product of the values of the resistor and capacitor. Note that voltage