【正文】 ，則選用電網(wǎng)電壓過零信號(hào)作為同步信號(hào)來做頻率修正和檢測(cè)相位差再來做過零檢測(cè)過零檢測(cè)頻率修正檢測(cè)相位差相位修正基準(zhǔn)正弦波發(fā)生鎖相過程的超調(diào)量與鎖相速度之間存在矛盾，為了既保證并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)定性又保證鎖相的快速性，必須選擇合適的算法，下面先介紹兩種較常見的基本的算法。而隨著DSP等微處理器發(fā)展起來的軟件鎖相環(huán)(SPLL,SoftPLL)不但解決APLL方法的不足，而且還降低了成本，因此得到廣泛的應(yīng)用。隨著大規(guī)模集成電路發(fā)展和應(yīng)用，出現(xiàn)了數(shù)字式鎖相環(huán)(DPLLDigital PLL)和將PD、VCO、可編程計(jì)數(shù)器等集成于一個(gè)IC的混合鎖相環(huán)(HPLLHybrid PLL)。鑒相器的輸入是市電電壓的采樣信號(hào)和VCO的輸出，鑒相器的輸出為誤差信號(hào)，該信號(hào)為和相位差的線性函數(shù)。鎖相環(huán)就是一個(gè)閉環(huán)的相位控制系統(tǒng)，能夠自動(dòng)跟蹤輸入信號(hào)的頻率和相位。開始分配寄存器和生成基準(zhǔn)SPWM表格初始化I/O口、T/C0定時(shí)器T/C1定時(shí)器和外部中斷判斷保護(hù)位，是否置位N關(guān)機(jī)Y 主程序流程圖 鎖相環(huán)控制算法的實(shí)現(xiàn)因?yàn)槟孀兤鞑⒕W(wǎng)工作，對(duì)逆變器不僅要求控制輸出電流值跟隨基準(zhǔn)給定而且要求輸出的電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，所以市電相位跟蹤是不得不解決的問題。主程序采用T/C0定時(shí)器實(shí)現(xiàn)鎖相環(huán)控制AD采樣程序，并實(shí)現(xiàn)欠壓、過流保護(hù)采用T/C1定時(shí)器實(shí)現(xiàn)SPWM控制MPPT控制 應(yīng)用軟件的整體設(shè)計(jì) 主程序主程序的任務(wù)是初始化各個(gè)功能模塊和分配寄存器空間、生成基準(zhǔn)SPWM表格。當(dāng)測(cè)量交流電量時(shí)，需要使用峰值保持器，整流橋的壓降通過軟件來補(bǔ)償。當(dāng)AD的參考電壓為+5V，則被測(cè)電量的最大允許值要相應(yīng)地轉(zhuǎn)換成小于+5V的AD輸入信號(hào)，這樣才能實(shí)現(xiàn)過流，過壓保護(hù)。 方波為輸出波形，正弦波為輸入波形 AD采樣電路本次設(shè)計(jì)需要測(cè)量的電量有電流和電壓。 過零檢測(cè)電路其中，采用10k電阻進(jìn)行電流保護(hù)，采用5伏穩(wěn)壓二極管進(jìn)行電壓保護(hù)。由得：nf因此自舉電容應(yīng)47nf。其相關(guān)參數(shù)=72nC。自舉二極管采用高速開關(guān)二極管FR301，由于沒有能購(gòu)買到此二極管，作用2N4248代替。為了減少電荷損失，應(yīng)選擇反向漏電流小的快恢復(fù)二極管。（為IGBT充分導(dǎo)通時(shí)所需要的柵電荷）。如此循環(huán)反復(fù)。當(dāng)HIN為低電平時(shí)，開通，斷開，柵電荷經(jīng)、迅速釋放，關(guān)斷。當(dāng) 為高電平時(shí)開通，關(guān)斷，加到的門極和發(fā)射極之間，通過， 和門極柵極電容Cgc1放電，被充電。圖中、分別為自舉電容和二極管，為VCC的濾波電容。尤其是高端懸浮自舉電源的成功設(shè)計(jì)，可以大大減少驅(qū)動(dòng)電源的數(shù)目，三相橋式變換器，僅用一組電源即可。由三個(gè)部分組成：邏輯輸入，電平平移及輸出保護(hù)。5V的偏移量；工作頻率高，可達(dá)500kHz；開通、關(guān)斷延遲小，分別為120ns和94ns；圖騰柱輸出峰值電流為2A。具有獨(dú)立的低端和高端輸入通道；懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達(dá)500V，dv/dt=177。它兼有光耦隔離（體積?。┖碗姶鸥綦x（速度快）的優(yōu)點(diǎn)，是中小功率變換裝置中驅(qū)動(dòng)器件的首選品種。因此，由單片機(jī)發(fā)生的SPWM波不能直接驅(qū)動(dòng)逆變橋工作，必須經(jīng)過帶有電磁隔離的驅(qū)動(dòng)電路來驅(qū)動(dòng)逆變橋工作。 SPWM驅(qū)動(dòng)電路在功率變換裝置中，根據(jù)主電路的結(jié)構(gòu)，其功率開關(guān)器件一般采用直接驅(qū)動(dòng)和隔離驅(qū)動(dòng)兩種方式。（） SPWM發(fā)生電路其工作原理：由單片機(jī)的PD4引腳（即OCR1B）來輸出單極性SPWM分別輸入兩個(gè)與非門（U2:B、U2:A），而PD7則SPWM輸出控制(OCR)，讓兩個(gè)與非門輪流輸出的SPWM波型。因此，選擇適當(dāng)開關(guān)頻率非常重要。但是，SPWM的載波頻率除了受功率器件的允許開關(guān)頻率制約外，開關(guān)器件工作頻率提高，開關(guān)損耗和換流損耗會(huì)隨之增加。因此，SPWM的開關(guān)頻率愈高，諧波含量愈少。提高載波頻率可以使輸出波形更接近正弦波．但載波頻率的提高受到功率開關(guān)器件允許最高頻率的限制。在輸出頻率的低頻段采用較高的載波比，以使載波頻率不致過低而對(duì)負(fù)載產(chǎn)生不利影響。因此，在采用同步調(diào)制方式時(shí)的低頻段，希望盡量提高載波比。當(dāng)變換器輸出頻率很低時(shí)，因?yàn)樵诎胫芷趦?nèi)輸出脈沖的數(shù)目是固定的，所以由SPWM調(diào)制而產(chǎn)生的諧波頻率也相應(yīng)降低。調(diào)制信號(hào)半個(gè)周期內(nèi)輸出的脈沖數(shù)是固定的，脈沖相位也是固定的。因此，在采用異步調(diào)制方式時(shí)的高頻段，希望盡量提高載波頻率。當(dāng)調(diào)制信號(hào)頻率增高時(shí)，載波比m就減小，半周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，輸出脈沖的不對(duì)稱性影響就變大，還會(huì)出現(xiàn)脈沖的跳動(dòng)。在調(diào)制信號(hào)的半個(gè)周期內(nèi)，輸出脈沖的個(gè)數(shù)不固定，脈沖相位也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不對(duì)稱。根據(jù)載波和信號(hào)波是否同步及載波比的變化情況，SPWM變換器可以有異步調(diào)制和同步調(diào)制兩種控制方式。而單極性則不存在此類問題。延遲時(shí)間的長(zhǎng)短主要由功率開關(guān)器件的關(guān)斷時(shí)間決定。 （a）（b） SPWM調(diào)制波形（a）單極性調(diào)制波型（b）雙極性調(diào)制波型在雙極性SPWM控制方式中，同一相上、下兩個(gè)臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)都是互補(bǔ)的。 SPWM調(diào)制方式按SPWM調(diào)制發(fā)法可以分為:單極性調(diào)制和雙極性調(diào)制。其原理：沖量相等而形狀不相等的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，器效果基本相同（沖量即指窄脈沖的面積）。 SPWM發(fā)生電路PWM（Pulse Width modulation）控制就是對(duì)脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制的技術(shù)。 已知，開關(guān)管承受的最高電壓V，若取一定的裕量，則開關(guān)管的額定電壓為2～3倍；由于允許最大并網(wǎng)電流為A，則低壓側(cè)的最大輸出電流A，平均電流A，若取取一定的裕量，～2倍。則。如果認(rèn)為母線電壓不變，即為220V（相電壓），則幅值為312V，忽略逆變橋和變壓器的損耗。為了能保證并網(wǎng)發(fā)電，需要選擇合適的變壓器。（）： 并聯(lián)諧振式逆變電路工作波形為觸發(fā)引前時(shí)間： (36)超前于的時(shí)間為： (37)表示為電角度 ： (38)其中，為電路工作角頻率；、分別是、對(duì)應(yīng)的電角度。晶閘管需一段時(shí)間才能恢復(fù)正向阻斷能力，換流結(jié)束后還要使、承受一段反壓時(shí)間，應(yīng)大于晶閘管的關(guān)斷時(shí)間。 稱為換流時(shí)間。時(shí)刻后，、L到C；另一個(gè)經(jīng)、到C。、電流有一個(gè)增大過程。在時(shí)，觸發(fā)和開通，進(jìn)入換流階段。 單相橋式電流型（并聯(lián)諧振式）逆變電路工作波形分析：一周期內(nèi)，兩個(gè)穩(wěn)定導(dǎo)通階段和兩個(gè)換流階段。輸出電流波形接近矩形波，含基波和各奇次諧波，且諧波幅值遠(yuǎn)小于基波。因功率因數(shù)很低，故并聯(lián)C。采用負(fù)載換相方式，要求負(fù)載電流超前于電壓。，4橋臂，每橋臂晶閘管各串一個(gè)電抗器限制晶閘管開通時(shí)的。（4） 電流型逆變電路中，采用半控型器件的電路仍應(yīng)用較多。（2） 交流輸出電流為矩形波，輸出電壓波形和相位因負(fù)載不同而不同。一般在直流側(cè)串聯(lián)大電感，電流脈動(dòng)很小，可近似看成直流電流源。時(shí)，要改變輸出電壓有效值只能改變來實(shí)現(xiàn)。（b）中的相同，幅值增加一倍，單相逆變電路中應(yīng)用最多的。（b）。全橋電路結(jié)構(gòu)及工作情況：（a），兩個(gè)半橋電路的組合。為了給交流側(cè)反饋的無功能量提供通道，逆變橋各臂都并聯(lián)了反饋二極管。（2） 由于電壓源的鉗位作用，交流側(cè)輸出電壓為矩形波，并且與負(fù)載阻抗角無關(guān)，而交流側(cè)輸出電流波形和相位因負(fù)載阻抗情況的不同而不同。 電壓型逆變電路電壓型逆變電路的主要特點(diǎn)：（1） 直流側(cè)為電壓源，或并聯(lián)有打電容，相當(dāng)于電壓源。它們也分別被稱為電壓源型逆變電路（Voltage Source Type Inverter——VSTI）和電流源型逆變電路（Current Source Type Inverter——CSTI）。 逆變主電路的設(shè)計(jì)與整流相對(duì)應(yīng)，把直流電變成交流電稱為逆變。以及AVCC，都位于器件之內(nèi)。ADC由AVCC引腳單獨(dú)提供電源。如果使用200x增益，可得到7位分辨率。七路差分模擬輸入通道共享一個(gè)通用負(fù)端(ADC1),而其他任何ADC輸入可做為正輸入端。器件還支持16 路差分電壓輸入組合。ADC與一個(gè)8通道的模擬多路復(fù)用器連接，能對(duì)來自端口A的8 路單端輸入電壓進(jìn)行采樣。輸出的PWM頻率可以通過如下公式計(jì)算得到： (32)變量N代表分頻因子(6256或024)。要想真正輸出信號(hào)還必須將OC1x的數(shù)據(jù)方向設(shè)置為輸出。工作于相頻修正 PWM 模式時(shí)，比較單元可以在OC1x引腳上輸出PWM波形。這樣 OCR1A 就可以用于在 OC1A輸出PWM波。因此輸出脈沖為對(duì)稱的，確保了頻率是正確的。與相位修正模式形成對(duì)照的是，相頻修正 PWM 模式生成的輸出在所有的周期中均為對(duì)稱信號(hào)。改變TOP值時(shí)必須保證新的TOP值不小于所有比較寄存器的數(shù)值。若 TOP 由 OCR1A 或 ICR1 定義，則當(dāng) TCNT1 達(dá)到 TOP值時(shí) OC1A 或 CF1 置位。比較匹配發(fā)生時(shí)， OC1x 中斷標(biāo)志將被置位。方框圖同時(shí)包含了普通PWM輸出以及反向 PWM 輸出。圖中給出了當(dāng)使用OCR1A或ICR1來定義TOP 值時(shí)的相頻修正PWM模式。PWM 分辨率位數(shù)可用下式計(jì)算： （31）工作于相頻修正PWM模式時(shí)，計(jì)數(shù)器的數(shù)值一直累加到ICR1(WGM13:0 = 8)或OCR1A(WGM13:0=9)，然后改變計(jì)數(shù)方向。相頻修正修正 PWM 模式的 PWM 分辨率可由 ICR1 或 OCR1A 定義。但其對(duì)稱特性十分適合于電機(jī)控制。工作于反向輸出比較時(shí)則正好相反。計(jì)時(shí)器重復(fù)地從 BOTTOM 計(jì)到 TOP，然后又從 TOP 倒退回到BOTTOM。頻率相位修正模式：相位與頻率修正PWM模式(WGM13:0=8或9)以下簡(jiǎn)稱相頻修正PWM模式，可以產(chǎn)生高精度的、相位與頻率都準(zhǔn)確的PWM波形。輸出比較單元可以用來產(chǎn)生中斷。要注意的是外部事件的最大時(shí)間間隔不能超過計(jì)數(shù)器的分辨率。在普通模式下沒有什么需要特殊考慮的，用戶可以隨時(shí)寫入新的計(jì)數(shù)器數(shù)值。此時(shí)TOV1有點(diǎn)像第17位，只是只能置位，不會(huì)清零。計(jì)到最大值后(TOP=0xFFFF)由于數(shù)值溢出計(jì)數(shù)器簡(jiǎn)單地返回到最小值0x0000 重新開始。普通模式：普通模式(WGM13:0=0)為最簡(jiǎn)單的工作模式。T/C1的工作模式有普通模式、CTC模式、快速PWM模式、相位修正PWM模式和相位與頻率修正模式。在本次設(shè)計(jì)中主要用到的是16位定時(shí)器（T/C1）作為SPWM發(fā)生器。若要求 INT0 與 INT1 在信號(hào)下降沿或上升沿觸發(fā)，I/O 時(shí)鐘必須工作。通過設(shè)置 MCU 控制寄存器 MCUCR 與 MCU 控制與狀態(tài)寄存器 MCUCSR，中斷可以由下降沿、上升沿，或者是低電平觸發(fā)(INT2 為邊沿觸發(fā)中斷 )。只要使能了中斷，即使引腳 INT0..2 配置為輸出，只要電平發(fā)生了合適的變化，中斷也會(huì)觸發(fā)。本次設(shè)計(jì)應(yīng)用到的單片機(jī)資源有片內(nèi)定時(shí)器、ADC和外部中斷。（6） 8路10位ADC，具有8個(gè)單端通道。（4） 具有獨(dú)立振蕩器的實(shí)時(shí)計(jì)數(shù)器RTC。（2） 采用先進(jìn)的RISC結(jié)構(gòu)。DC AC 升壓MPPT數(shù)據(jù)處理與控制SPWM鎖相環(huán)公共母線并網(wǎng)開關(guān)圖 逆變并網(wǎng)控制框圖3 硬件設(shè)計(jì) 主控芯片介紹本次設(shè)計(jì)用到的主控芯片為ATMEL公司生產(chǎn)的Atmage16單片機(jī)，其引腳說明（） Atmage16的引腳配置圖主要性能參數(shù)：（1） 高性能、低功耗的8位AVR174。并網(wǎng)發(fā)電必須滿足同期（即同壓、同頻率、同相位）條件。 方案控制策略光伏發(fā)電并網(wǎng)如同一個(gè)恒壓源（電網(wǎng)）與一個(gè)電流源（并網(wǎng)逆變器）并聯(lián)。就成本而言，方案一不需要額外增加高頻DC升壓部分，成本較低，控制也相對(duì)比較簡(jiǎn)單，無需考慮直流升壓控制，只要在逆變的過程中調(diào)節(jié)調(diào)制比就可以調(diào)節(jié)電壓的輸出。它們同樣采用變壓與公共母線隔離，方案一的變壓器為工頻升壓變壓器，而方案二的變壓器可以為升壓變壓器或隔離變壓器，主要視逆變后的電壓而定。在此提出兩個(gè)方案：方案一：采用單級(jí)隔離式： 公共母線 單級(jí)隔離式DC AC逆變并網(wǎng)控制器方案二：采用多級(jí)隔離式：公共母線DC ACDC DC逆變并網(wǎng)控制器對(duì)比兩個(gè)方案，方案一必須在逆變的同時(shí)完成升壓。為了能與公共電網(wǎng)并網(wǎng)，還應(yīng)該加入頻率和相位跟蹤功能。 方案的提出由于光伏電池組所產(chǎn)生的電能為直流低壓（12VDC、24VDC、48VDC），而我國(guó)的工頻電壓220V（相電壓）、頻率為50Hz。（7） 具有輸出過流保護(hù)功能，動(dòng)作電流（th）=（177。 （6） 具有輸入欠壓保護(hù)功能，動(dòng)作電壓Ud（th）=（25177。（4） 當(dāng)RS=RL=30Ω時(shí)，DCAC變換器的效率≥60%。（1） 具有最大功率點(diǎn)跟蹤（MPPT）功能：RS和RL在給定范圍內(nèi)變化時(shí)，使（2） ，相對(duì)偏差的絕對(duì)值不大于1%。軟件設(shè)計(jì)是分析設(shè)計(jì)的硬件用程序?qū)崿F(xiàn)其功能，并且調(diào)試優(yōu)化產(chǎn)品功能。并且把這些元器件焊接在一塊電路板上。2 方案設(shè)計(jì)設(shè)計(jì)就是根據(jù)題目的要求而對(duì)硬件和軟件進(jìn)行規(guī)劃，并選擇最合適的硬件電路和軟件程序來達(dá)到目的。主要涉及到SPWM、定時(shí)器和AD采樣編程。（2）軟件問題軟件設(shè)計(jì)是本次設(shè)計(jì)的重點(diǎn)。頻率和相位的檢測(cè)用單片機(jī)即定時(shí)器來實(shí)現(xiàn)。SPWM波形由單片機(jī)的程序發(fā)生，其是整個(gè)設(shè)計(jì)的核