【正文】 誤差產(chǎn)生原因及改進(jìn)辦法 系統(tǒng)雖然滿足了指標(biāo)要求 ,但負(fù)載隨著溫度的增加阻值有一定的變化 ,另外由于器件本身的特 。頻率偏差原因 :在定時(shí)器中斷服務(wù)程序中查表賦定時(shí)的初值 ,占用時(shí)間比較多 ,導(dǎo)致定時(shí)不準(zhǔn)確 。 濾波后逆變輸出電壓波形 圖 22 負(fù)載為 30Ω輸出電壓波形 圖 23 負(fù)載為 35Ω輸出電壓波形 濾波前后波形對比 ,無明顯失真 ,濾波參數(shù)選擇合適 , 對所編的程序進(jìn)行仿真測試 ,檢驗(yàn)系統(tǒng)功能 ,經(jīng)過模擬測試 ,系統(tǒng)能達(dá)到預(yù)期的控制效果 ,可以穩(wěn)定的輸出正弦交流電壓 ,頻率穩(wěn)定 ,可以達(dá)到設(shè)計(jì)要求。 (2) 觀察負(fù)載端輸出的波形 ,查看其頻率、幅值、失真度等參數(shù) ,并記錄相關(guān)波形。對于非正弦周期信號(hào) ,我們需要求出 DCAC的輸入功率 Pd, 根據(jù)非正弦周期信號(hào)與正弦周期信號(hào)的有效值定義相同以及平均功率的概念 ,求出輸入功率 Pd。 程序見附錄 3. 5 測試結(jié)果與分析 系統(tǒng)測試方案 本系統(tǒng)中所需要測試的參數(shù)包括 Ud 、 Id、 Uo I o1,其中 Ud 、 Id 為非正弦周期信號(hào)的有效值 ,而 Uo I o1 為正弦周期信號(hào)的有效值。正弦波與載波送入數(shù)字比較器 ,直接比較可得到脈沖寬度調(diào)制波形。在需要時(shí) ,按照相位與地址一一對應(yīng)的關(guān)系從表中依次讀出即可。 采用方案三的流程圖如下圖圖 21: 圖 21 SPWM 波形實(shí)現(xiàn)流程圖 正弦調(diào)制波的產(chǎn)生是通過查正弦函數(shù)表來完成的。方 案三以軟件代替硬件實(shí)現(xiàn) SPWM 的生成 ,原理上和 EPROM 實(shí)現(xiàn)一樣 ,但可靠性高且調(diào)節(jié)方便而且減少了硬件 ,使系統(tǒng)電路更加簡單。 方案一電路過于復(fù)雜 ,且受運(yùn)放的限制 ,三角波的頻率不能很高 ,從而影響到 MOS 管的開關(guān)頻率 ,生成交流電會(huì)有一定的失真 ,對于高速開關(guān)管并不實(shí)用。 方案三 :利用 SOPC 直接生成 SPWM: 利用 ALTERA 公司的 cyclone II EP2C35F672C6 系統(tǒng)板直接生成 SPWM 波形 ,如附錄一圖 5 所示。將兩路波形送入 LM324 進(jìn)行比較 ,生成 SPWM 波形 ,此時(shí)的 SPWM為雙極性 +12V 波形 ,如附錄一圖 4 所示。而其余的時(shí)間均為器件的關(guān)斷工作區(qū)間 ,稱為間隙時(shí)間 ,分別用 t1 和 t3 表示。而 A、 B 兩點(diǎn)坐標(biāo)值不易求出 ,所以取三角波波谷對應(yīng)的正弦函數(shù)值 (E 點(diǎn) )為基準(zhǔn)值 ,求出 A B1 的坐標(biāo)值 ,用 A B1 對應(yīng)的時(shí)間值分別作為脈沖的上、下沿時(shí)刻 ,用這樣的方法得到的 SPWM 波形存在一些誤差 ,但只要三角載波頻率足夠高 ,誤差將趨于零。 由圖 1 可知 ,各脈沖的寬度雖然不同 ,但是中心距是相同的 ,正好等于三角載波的周期。 圖 19 正弦波脈寬調(diào)制波形 SPWM 規(guī)則采樣原理 三角波為載波 ,正弦波為調(diào)制波 ,設(shè)調(diào)制正弦波的幅值為 Usm,三角載波的幅值為 Utm,則調(diào)制度為 MUsm/Utm,改變 M 得知可以改變輸出脈沖寬度 ,從而調(diào)節(jié)輸出電壓的大小。 從理論上講 ,這一系列脈沖波形的寬度可以嚴(yán)格地用計(jì)算方法求得 ,作為控制逆變器中各個(gè)開關(guān)器件的通斷的依據(jù) ,但較為實(shí)用的辦法是引用“調(diào)制” 這一概念 ,以期望的波形 (在這里是正弦波 )作為調(diào)制波 ,而受它調(diào)制的信號(hào)稱為載波。上圖 18 為寬輸入電壓范圍的 5V 穩(wěn)壓電路。 上圖 16 中 ,10kΩ電位器的上、下端各串聯(lián)兩個(gè)硅二極管時(shí) ,可以改善溫度系數(shù)。 利用 精密基準(zhǔn)電壓源 : (1)、概述 : LM236/LM336 集成電路是精密的并聯(lián)穩(wěn)壓器 ,其工作相當(dāng)于一個(gè)低溫系數(shù)的、動(dòng)態(tài)電阻為 5V 齊納二極管 ,其中的微調(diào)端 (adj)可以使基準(zhǔn)電壓和溫度系數(shù)得到微調(diào)。當(dāng)穩(wěn)壓管溫度過高時(shí) ,穩(wěn)壓性能將變差 ,甚至損壞。 :輸出電流可達(dá) 不需外接補(bǔ)償元件內(nèi)含限流保護(hù)電流 ,防止負(fù)載短路燒毀元件內(nèi)含結(jié)溫過熱保護(hù)電路 ,防止結(jié)溫過熱燒毀器件內(nèi)含功耗限制電路 ,防止燒毀輸出驅(qū)動(dòng)器晶體管 典型應(yīng)用電路 : (1)+9V電池供電的 proteus仿真 :圖 12 9V電池供電仿真圖 (2)220V交流電源供電 : 圖 13 220 交流電源供電仿真圖 其中 ,C C2 分別為輸入端和輸出端濾波電容 ,RL 為負(fù)載電阻。輸出電阻 :17mΩ 。輸出噪音電壓 :40uA。 :輸出電壓 :。 電源的設(shè)計(jì) 利用 7805 穩(wěn)壓器 概述 7805 是我們最常用到的穩(wěn)壓芯片了 ,它的使用方便 ,用很簡單的電路即可以輸入一個(gè)直流穩(wěn)壓電源 ,它的輸出電壓為 5V。 通過仿真中進(jìn)一步調(diào)試 ,最終選取濾波電感 。電感設(shè)計(jì)首先要滿足電流上升率的要求 : 由此可以確定電感的最大值。如果電感選取過大 ,則影響輸出電流的跟蹤速度 ,使得系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)過慢 ,降低穩(wěn)態(tài)精度 。 在當(dāng)前設(shè)計(jì)中 : 為了使 wr/w 足夠小 ,可取 : 此時(shí) ,濾波器的截止頻率遠(yuǎn)小于開關(guān)頻率 (20KHz),并且大于輸出電壓的基波頻率 ,經(jīng)計(jì)算 ,其為 100Hz。電源內(nèi)阻很小 ,可忽略不計(jì)。圖 10 單級(jí) LC 濾波器 K 次諧波等效電路電源側(cè)第 k 次諧波電流有效值相量為 : 其中 ,k 為諧波次數(shù) ,w2∏ /Ts 為脈動(dòng)電流的基波角頻率 ,亦即逆變器的開關(guān)角頻率 ,Idk 為逆變器的輸入電流的 n 次諧波有效值。單級(jí) LC 濾波部分。 (4)濾波器體積、重量小 ,成本 低。 (2)不致過分增加整機(jī)的設(shè)計(jì)容量 ,即濾波電容不會(huì)過多增加功率開關(guān)電流 。則電路各元件選取如下。 以流經(jīng)濾波電感的電流 IL和濾波電容兩端電壓 UC為狀態(tài)量 ,可得上述模型在連續(xù)狀態(tài)下的狀態(tài)方程 : 將上述方程轉(zhuǎn)化為復(fù)頻域形式 ,可推到出系統(tǒng)的狀態(tài)方程圖 ,如下圖所示 圖 8 系統(tǒng)的狀態(tài)方程 其中 ,根據(jù) SPWM 波形調(diào)制規(guī)律 ,輸入 Uin 為 : 式中 :Um調(diào)制信號(hào)幅值 (V) Uc三角載波信號(hào)峰值 (V) 由圖 3,可得出系統(tǒng)的傳遞函 數(shù) : 從傳遞函數(shù)可以看出 ,這是一個(gè)二介滯后系統(tǒng)。 2 功率開關(guān)管為理想器件 。也視為輸入電源。半橋和全橋的開關(guān)管的耐壓都為 VDC,而半橋輸出的電壓峰值時(shí) 1/2VDC,全橋輸出電壓的峰值時(shí) VDC,所以在獲得同樣的輸出電壓的時(shí)候 ,全橋的供電電壓可以比半橋的供電電壓低一半 ,出于這點(diǎn)的考慮 ,所以采用方案二 4 逆變電源設(shè)計(jì)過程 逆變電路設(shè)計(jì) 逆變電路的設(shè)計(jì) 逆變電 源的主電路部分是一個(gè)單相全橋 SPWM 逆變器 ,其基本電路結(jié)構(gòu)如下圖所示 圖 6 逆變電源主電路結(jié)構(gòu) 由于逆變器兩橋臂輸出的波形為 PWM 波形 ,因此橋式電路可等效視為電容兩端加了一個(gè)輸出單極性 SPWM 脈沖波的電壓源 Uin。全橋式電路如下圖所示。全橋電路中互為對角的兩個(gè)開關(guān)同時(shí)導(dǎo)通 ,而同一側(cè)半橋上下兩開關(guān)交替導(dǎo)通 ,將直流電壓成幅值為 Vin 的交流電壓 ,加在變壓器一次側(cè) 。半橋電路輸入電壓只有一半加在變壓器一次側(cè) ,這導(dǎo)致電流峰值增加 ,因此半橋電路只在 500W 或更低輸出功率場合下使用 ,同時(shí)它具有抗不平衡能力 ,從而得到廣泛的應(yīng)用。 圖 3 典型的逆變電源主電路 DCAC 變換器的方案論證和選擇 方案一 :半橋式 DCAC 變換器。 A。 V。 (4)當(dāng) RSRL30Ω時(shí) ,輸出電壓 uo 的失真度 THD≤ 5%。 (2)具有頻率跟蹤功能 :當(dāng) fREF 在給定范圍內(nèi)變化時(shí) ,使 uF 的頻率fFfREF,相對偏差絕對值不大于 1%。 指導(dǎo)思想及技術(shù)要求 逆變電源主電路選用單相全橋逆變電路 ,采用單片機(jī)來實(shí)現(xiàn) SPWM 數(shù)字化調(diào)制控制 ,該電源調(diào)節(jié)靈活 ,性能穩(wěn)定可靠 ,效果很好。工程技術(shù)人員對線性系統(tǒng)的校正與綜合比較熟悉 ,對這樣的系統(tǒng) 控制有些力不從心。 3 變頻電源電力電子變換裝置是一個(gè)離散的、耦合的、非線性的動(dòng)態(tài)系統(tǒng)。在閉環(huán)控制下 ,給定信號(hào)與反饋信號(hào)的時(shí)間差就體現(xiàn)為明顯的相位差 ,這種相位差與負(fù)載是相關(guān)的 ,這就 給控制器的設(shè)計(jì)帶來了困難。從而為今后的綠色電源產(chǎn)品和設(shè)備的發(fā)展提供強(qiáng)有力的技術(shù)保證 ,這也將是現(xiàn)代電源發(fā)展的必然結(jié)果。提高功率因數(shù)的傳統(tǒng)方法是采用無源功率因數(shù)校正技術(shù) ,目前較先進(jìn)的方法是 :單相輸入的采用有源功率因數(shù)校正技術(shù) ,三相輸入的采用 SPWM 高頻整 流提高功率因數(shù)。為了使電源系統(tǒng)綠色化 ,電源應(yīng)加裝高效濾波器 ,還應(yīng)在電網(wǎng)輸入端采用功率因數(shù)校正技術(shù)和軟開關(guān)技術(shù)。 4 數(shù)字化 現(xiàn)在數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)日趨完善成熟 ,顯示出越來越多的優(yōu)點(diǎn) :便于計(jì)算機(jī)處理控制、避免模擬信號(hào)的畸變失真、