【正文】 三、研究步驟、方法及措施 抑制開關(guān)電源產(chǎn)生諧波地方法主要有兩種：一是被動(dòng)法，即采用無源濾波或有源濾波電路來旁路或?yàn)V除諧波；二是主動(dòng)法，即設(shè)計(jì)新一代高性能整流器，它具有輸入電流為正弦波、諧波含量低以及功率因數(shù)高等特點(diǎn)，即具有功率因數(shù)校正功能。傳統(tǒng)的開關(guān)電源存在一個(gè)致命弱點(diǎn)，即功率因數(shù)較低，～，而且其無功分量基本上為高次諧波，其中三次諧波的幅度約為基波幅度的95%，五次諧波的幅度約為基波幅度的70%，九次諧波的幅度約為基波幅度的25%。近年來隨著電子信息產(chǎn)業(yè)的高速發(fā)展，人們對(duì)開關(guān)電源的需求與日俱增，開關(guān)電源PFC集成控制器已成為提高開關(guān)電源效率、減少電源污染的核心技術(shù)，開關(guān)電源的開發(fā)、研制和生產(chǎn)已成為發(fā)展前景十分誘人的朝陽產(chǎn)業(yè)。電力電子裝置的大量使用給電網(wǎng)帶來諧波和無功，造成電網(wǎng)的“污染”，這一問題已引起人們的極大重視。感謝所有評(píng)閱論文的老師和答辯委員會(huì)的老師的熱情周到的指導(dǎo)！附錄 4 附錄1燕 山 大 學(xué)本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）開題報(bào)告課題名稱：Boost型功率因數(shù)校正電路及其控制電路設(shè)計(jì) 學(xué)院（系）：電氣工程學(xué)院 年級(jí)專業(yè)：06級(jí)應(yīng)電4班 學(xué)生姓名：王志彬 指導(dǎo)教師：漆漢宏 完成日期：2010324 一、 綜述本課題國(guó)內(nèi)外研究動(dòng)態(tài)，說明選題的依據(jù)和意義近年來，人們對(duì)電源諧波污染日益關(guān)注，要求低諧波含量、高功率因數(shù)電源系統(tǒng)的呼聲越來越高，不少國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)都對(duì)電器設(shè)備和其他非線性負(fù)載向電網(wǎng)注入電流諧波的含量作了嚴(yán)格的限制。從認(rèn)識(shí)問題，考慮問題，理解問題以及到最后解決問題，鄭老師嚴(yán)謹(jǐn)扎實(shí)的求學(xué)精神教給我一個(gè)新的學(xué)習(xí)的方法，也給了我一個(gè)新的導(dǎo)向，更讓我深入理解了大學(xué)所學(xué)的專業(yè)基礎(chǔ)知識(shí)，讓我深受啟迪。由第三章的具體計(jì)算和分析各種類型的有源率因數(shù)校正電路，我們得出了平均電流型Boost功率因數(shù)校正電路比其他類型的功率因數(shù)校正電路優(yōu)秀。最后證明了PFC的優(yōu)越性。輸入整流電壓、電感電流、輸出電壓如下圖：驅(qū)動(dòng)信號(hào)、電感電流局部放大圖 仿真結(jié)果分析通過PSPICE的仿真結(jié)果分析，可以看出，即使在不同的輸出功率下，在電路未加功率因數(shù)校正電路時(shí)，交流輸入側(cè)電流波形只在電壓峰值處有電流，并且當(dāng)負(fù)載為阻感負(fù)載時(shí)，電流的波形滯后電壓的波形，故功率因數(shù)低，電流諧波大，對(duì)電網(wǎng)的污染比較嚴(yán)重，同時(shí)對(duì)電能的利用率比較低。為了使APFC電路具有較好的穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)性能,電壓、電流環(huán)路中極點(diǎn)的配置,也即電阻電容值的選用,是參照上節(jié)控制回路傳函得出。在此注意主要的電流命令其形式已經(jīng)先乘上一個(gè)負(fù)增益,再與電感電流感測(cè)電壓相加并乘上一個(gè)負(fù)增益,在這個(gè)流程里,最后一個(gè)負(fù)增益將之前主要的電流信號(hào)還原。圖44　電流控制環(huán)路模型推導(dǎo)其傳遞函數(shù),如下列所示:其中,電流誤差放大器中Rci,Rcz, Ccz,Ccp,可以為整個(gè)電流開環(huán)引入了兩個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)。由于采用軟開關(guān)技術(shù)降低了開關(guān)損耗，所以開關(guān)電源可以在低損耗情況下實(shí)現(xiàn)高頻運(yùn)行。這就要設(shè)置電壓誤差放大器在二次諧波頻率點(diǎn)上的增益值，公式如下: （4—34）③反饋電容CVF:電壓誤差放大器在二次諧波頻率的增益為 （4—35）④設(shè)置直流輸出電壓:輸出電壓經(jīng)RVI、RVD分壓后與基準(zhǔn)電壓VREF比較。4 反饋補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的初步設(shè)計(jì)（1）.電流環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)為了使平均電流控制型電路穩(wěn)定工作，必須使PWM比較器的兩個(gè)輸入信號(hào)的斜率滿足如下標(biāo)準(zhǔn):被放大的電感電流的下降斜率不能超過鋸齒波的上升率，否則PWM比較器不能正常工作。 （4—23） （4—24）2 振蕩器的設(shè)置振蕩頻率由定時(shí)電容和充電電流決定，而RSET:設(shè)定充電電流ISET。三個(gè)電阻阻抗之和約為IMΩ。UC3854通過將乘法器增益調(diào)整為輸入電壓有效值的函數(shù)，從而取消了增益對(duì)URMS的平方依賴關(guān)系。 控制電路的設(shè)計(jì)1 電流檢測(cè)電路用采樣電阻檢測(cè)電流比用電流互感器成本低，但損耗較大，因此一般選電流采樣電阻RS上的電壓URS=，以減小損耗。整個(gè)系統(tǒng)采用的是電流內(nèi)環(huán)、電壓外環(huán)的雙閉環(huán)控制方案。另外，還包含柵極驅(qū)動(dòng)器、低電源檢測(cè)器、過流比較器。uC3854是一種專門用于功率因數(shù)校正的控制器?？紤]安全裕量VDVDVD3選擇為16A/600V。取Cs為1nf，Cr為22nf。按輸出電壓的維持時(shí)間要求計(jì)算如下： （45） 功率元件（1）功率開關(guān)管開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)流過的電流為電感電流，電感最大峰值電流為 （46）考慮到輸出二極管的反向恢復(fù)電流，則通過功率開關(guān)管的峰值電流 （47）開關(guān)管承受的最大直流電壓Uds考慮到安全裕量，選用的開關(guān)管電流電壓定額為16A/600V（2）輸出二極管由于開關(guān)頻率較高，所以輸出二極管要采用快恢復(fù)二極管或超快恢復(fù)二極管它們的特點(diǎn)是開關(guān)特性好、反向恢復(fù)快，耐壓高、正向電流大、體積小、安裝簡(jiǎn)便。1Hz（4）輸出直流電壓Uo：400V（5）開關(guān)頻率fs：50KHz（6）效率η：95% 額定參數(shù)參數(shù)額定值單位偏置電壓Vcc22V柵極驅(qū)動(dòng)電流，連續(xù)A柵極驅(qū)動(dòng)電流，AVsense、Vrms輸入電壓11VIsense、Mult Out輸入電壓11VPKLMT輸入電壓5VRset、IAC、PKLMT、ENA輸入電流10mA功耗1W存儲(chǔ)溫度65～150℃焊接溫度300℃ 主要電氣參數(shù)部分名稱電氣參數(shù)最小值典型值最大值單位電壓放大器部分輸出電壓高電平（ILoad=500μA）6V輸出電壓低電平（ILoad=500μA）V輸出短路電流mA基準(zhǔn)電源部分輸出電壓Iref=0V負(fù)載調(diào)整率0820mV線電壓調(diào)整率01425mV乘法器部分IAC限幅220200170μA零輸出22功率限制230200170振蕩器頻率范圍85100115Khz斜坡峰值V斜坡谷底電壓柵極驅(qū)動(dòng)輸出電壓高電平12V輸出電壓低電平Iout=200mA1欠壓鎖定輸出電壓上升下降時(shí)間35ns輸出峰值電流A電流限幅失調(diào)電壓1515mVPKLMT至GT Grv延遲時(shí)間150ns使能部分使能閥值A(chǔ)滯回電壓500600mV至Disable的延遲時(shí)間300ns軟啟動(dòng)部分充電電流101424mA其他關(guān)斷狀態(tài)下的偏置電流250400uA工作狀態(tài)下的偏置電流1218mAVcc開通閥值16VVcc關(guān)斷閥值910Vcc鉗位182022 升壓電感的計(jì)算電感器由繞組和磁芯組成，起著能量的傳遞、儲(chǔ)存和濾波的作用，決定了輸入電流中高頻紋波的大小。對(duì)于5MULT OUT(乘法器輸出端)和2PKLMT(峰值限制端)，分別需要一肖特基二極管來進(jìn)行鉗位，以便于在出現(xiàn)非正常的過電流和功率上升時(shí)產(chǎn)生浪涌電流的時(shí)候，對(duì)芯片進(jìn)行保護(hù)。該端在控制器內(nèi)部被箝位于15V,即使Vcc超過35V，控制器仍能正常工作。為了吸收對(duì)升壓功率MOSFET柵極電容充電時(shí)引發(fā)的電流尖峰，該端外接旁路電容。當(dāng)控制器被禁止或發(fā)生掉電故障時(shí)，SS將快速放電至地電位，同時(shí)終止PWM脈沖。當(dāng)控制器出于禁止?fàn)顟B(tài)，或Vcc上的電壓過低時(shí)，SS上的電位將保持在地電位。（12）Rset 振蕩器定時(shí)電阻接入端。（11）Vsense （10）ENA 使能端。（9）Vref 基準(zhǔn)電壓輸出端。（8）Vrms 線電壓有效值信號(hào)輸入端。（7）VA OUT 電壓誤差放大器輸出端。乘法器輸出的是電流信號(hào)，與誤差放大器的非反響輸入端同樣，都具有高阻抗特性，因此誤差放大器可以構(gòu)成差動(dòng)放大器以抑制地噪聲（6）IAC 交流電流信號(hào)輸入端。電流誤差放大器在其反相輸入端和非反響輸入端上輸入的信號(hào)為負(fù)也能正常工作。在控制器被禁止時(shí)，電流誤差放大器能保持正常工作狀態(tài)。電阻分壓器中位于該端與9腳之間的電阻相當(dāng)于補(bǔ)償電阻，能夠使負(fù)的電流檢測(cè)信號(hào)的電位升至地電平。（2）PKLMT:峰值電流限幅信號(hào)輸入端。峰值電流限制比較器（LMT）:電流取樣信號(hào)加到該比較器的輸入端，輸出電流達(dá)到一定數(shù)值后，該比較器通過觸發(fā)器關(guān)斷輸出脈沖。PWM比較器（PWM COMP）：電流誤差放大器輸出信號(hào)與振蕩器的鋸齒波電壓經(jīng)該比較器后，產(chǎn)生脈寬調(diào)制信號(hào)，該信號(hào)加到觸發(fā)器。電流誤差放大器（CEA）：乘法器輸出的基準(zhǔn)電流和兩端產(chǎn)生基準(zhǔn)電壓。使能比較器（EC）：使能腳（10腳），輸出級(jí)輸出驅(qū)動(dòng)脈沖，輸出級(jí)關(guān)斷。UC3854主要包含一個(gè)電壓放大器、一個(gè)模擬乘法器、一個(gè)電流放大器、一個(gè)恒頻脈寬調(diào)制器（PWM）。（7）具有電流放大器電壓放大器輸出鉗位功能。（3）采用定額平均電流模式控制。它的主要特點(diǎn)是:可以控制ACDC BOOST PWM變換器的輸入端功率因數(shù)接近于1；限制輸電流的THD小于3%；采用平均電流控制方法；恒頻控制；電流放大器的頻帶較寬(5MHz)等。當(dāng)反饋電流與給定電流之差大于設(shè)置的滯環(huán)寬度時(shí)比較器翻轉(zhuǎn)，對(duì)開關(guān)器件進(jìn)行通斷控制。平均電流控制法的主要優(yōu)點(diǎn)是：1 恒頻控制2 電流連續(xù)，開關(guān)電流定額小。由于電流調(diào)節(jié)器有較高的通頻帶，可以快速而精確地對(duì)電流誤差進(jìn)行校正，故容易實(shí)現(xiàn)接近于1的功率因數(shù)。平均電流控制法的系統(tǒng)構(gòu)成示于圖33。 圖32 電流峰值發(fā)控制的Boost型PFC電路原理圖另外，當(dāng)電感電流以工頻頻率從零逐漸變化到最大值時(shí)，開關(guān)的占空比由大逐漸變小，因此有可能產(chǎn)生諧波震蕩（Subharmonic Oscillation）。由于電感電流連續(xù)且紋波很小的情況下電感電流峰值與平均電流很接近，因此這種方法可以很好地實(shí)現(xiàn)PFC。各種控制方法的區(qū)別主要體現(xiàn)在控制系統(tǒng)的構(gòu)成上。實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正有幾種工作方式可供選擇。如果二極管的開關(guān)特性優(yōu)異，開通時(shí)間很短，開關(guān)S、二極管D、輸出電容的導(dǎo)線回路很短，基本上沒有雜散電感，則通過二極管和電容就可以很好的實(shí)現(xiàn)對(duì)開關(guān)電壓的鉗位。缺點(diǎn)：1. 輸出輸入之間無絕緣隔離。EMI小。這個(gè)給定信號(hào)與電感電流檢測(cè)（反饋）信號(hào)比較后，差值送給電流調(diào)節(jié)器。我們這里也以Boost電路為背景，介紹PFC的基本原理和實(shí)現(xiàn)方面的問題。 第3章 單項(xiàng)功率因數(shù)校正技術(shù)我們這里介紹的功率因數(shù)校正技術(shù)由于使用了有源器件，所以叫做有源功率因數(shù)校正（Active Power Correction）。功率因數(shù)的高低、諧波電流的高低與電感L的大小和電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)密切相關(guān)，這就是近年研究單級(jí)PFC結(jié)構(gòu)的真正動(dòng)機(jī)。研究單級(jí)PFC技術(shù)的目的是減少元器件數(shù)量，降低成本，提高效率簡(jiǎn)化控制等。平均電流控制Boost PFC通過檢測(cè)Boost電感電流并與正弦電流基準(zhǔn)信號(hào)進(jìn)行比較，所得的誤差信號(hào)經(jīng)放大后再與斜坡信號(hào)進(jìn)行比較，產(chǎn)生PWM占空比信號(hào)去控制主開關(guān)，以實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)和穩(wěn)定輸出電壓。開關(guān)的開通損耗和二極管的反響恢復(fù)損耗在PWM硬開關(guān)工作狀態(tài)下都回相當(dāng)大，因此最大的問題是如何減少或者消除這兩種損耗。目前文獻(xiàn)上研究的兩級(jí)PFC技術(shù)一般都是指Boost PFC前置級(jí)和后隨的DC/DC功率變換級(jí)。集成控制器具有體積小、功能強(qiáng)、系統(tǒng)電路簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)，因此得到了廣泛應(yīng)用。對(duì)于較低功率的應(yīng)用，一般使用臨界導(dǎo)電模式(CRM)升壓拓?fù)洹榇?，一個(gè)叫做平均電流模式控制的控制系統(tǒng)將被應(yīng)用在這些控制器中,這種方案如圖4所示。電流放大器的輸出是一個(gè)基于分路上平均電流的“低頻”誤差信號(hào)和Icp信號(hào)。它控制波形調(diào)整，而Icp信號(hào)控制直流輸出電壓。這就需要增大功率處理元件的設(shè)計(jì)余量，以解決最壞情況下的功率耗散。用誤差信號(hào)去除以輸入電壓幅度的平方似乎并不常見。研究比較成熟，應(yīng)用也比較廣泛。輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡(jiǎn)單電壓型控制，適用于150W以下功率的應(yīng)用場(chǎng)合。因噪聲大，濾波困難，功率開關(guān)管上電壓應(yīng)力大，控制驅(qū)動(dòng)電平浮動(dòng)，很少被采用。實(shí)際應(yīng)用證明：一般不加功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)的單相整流器對(duì)電網(wǎng)的諧波電流污染十分嚴(yán)重，由整流二極管和濾波電容組成的整流濾波電路主要存在如下的問題：（1）一般系統(tǒng)啟動(dòng)時(shí)將會(huì)產(chǎn)生很大沖擊電流，約為正常工作電流的十幾倍甚至數(shù)十倍。首先，巨大的電感限制了它在許多應(yīng)用中的實(shí)用性。如果控制的合適的話。有源功率因數(shù)校正又有分立元器件和集成電路構(gòu)成之分，立元器件和集成電路構(gòu)成的功率因數(shù)校正電路又有許多不同的電路形式，而由于采用集成電路構(gòu)成的功率因數(shù)校正電路具有工作可靠、使用性能好等一系列優(yōu)點(diǎn)，所以采用集成電路組成的有源功率因數(shù)校正電路得到了廣泛應(yīng)用。由功率因數(shù)定義可以知道要提高功率因數(shù)，有兩個(gè)途徑：（1）使輸入電壓、輸入電流同相位，此時(shí)=1，PF=。這個(gè)輸出電壓隨即與一個(gè)參