【正文】 收 機 圖 AGC電路方框圖 , 它由一級峰值檢波器和低通濾波器組成 。 接收機輸出的視頻脈沖信號 , 經過峰值檢波 , 再由低通濾波器除去高頻成分之后 , 就得到自動增益控制電壓 UAGC, 將它加到被控的中頻放大器中去 , 就完成了增益的自動控制作用 。 當輸入信號增大時 , 視頻放大器輸出 uo隨之增大 , 引起控制電壓 UAGC增加 , 從而使受控中頻放大器的增益降低； 當輸入信號減小時 , 情況正好相反 , 即中頻放大器的增益將要增大 。 因此自動增益控制電路是一個負反饋系統(tǒng) 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 圖 瞬時自動增益控制電路的組成方框圖 小時常數(shù)電 路控制電壓放 大 器控制電壓檢 波 器放大器K0輸出輸入uniunoECunoEd第 3 章 雷 達 接 收 機 瞬時自動增益控制的目的是使干擾電壓受到衰減 (即要求控制電壓 UC能瞬時地隨著干擾電壓而變化 ), 而維持目標信號的增益盡量不變 。 因此 , 電路的時常數(shù)應這樣選擇 : 為了保證在干擾電壓的持續(xù)時間 τn內能迅速建立起控制電壓 UC, 要求電路時常數(shù)τi＜ τn。 為了維持目標回波的增益盡量不變 , 必須保證在目標信號的寬度 τ內使控制電壓來不及建立 , 即 τiτ, 為此電路時常數(shù)一般選為 τi=(5~20)τ () 干擾電壓一般都很強 , 所以中頻放大器不僅末級有過載的危險 , 前幾級也有可能發(fā)生過載 。 為了得到較好的抗過載效果 , 增大允許的干擾電壓范圍 , 可以在中放的末級和相鄰的前幾級 , 都加上。 第 3 章 雷 達 接 收 機 3 . 近程增益控制 (STC) 近程增益控制電路又稱 “ 時間增益控制電路 ” 或 “ 靈敏度時間控制 (STC)電路 ” , 它用來防止近程雜波干擾所引起的中頻放大器過載 。 雜波干擾 (如海浪雜波和地物雜波干擾等 )主要出現(xiàn)在近距離 , 干擾功率隨著距離的增加而相對平滑地減小 , 如圖 (a)所示 。 如果把發(fā)射信號時刻作為距離的起點 , 則橫軸實際上也就是時間軸 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 圖 瞬時自動增益控制電路的組成方框圖 PniOR ( t )R ( t )UCO( a )( b )第 3 章 雷 達 接 收 機 根據試驗 , 海浪雜波干擾功率 Pim隨距離 R的變化規(guī)律為 aim KRP ??() 式中 ， K為比例常數(shù) , 它與雷達的發(fā)射功率等因素有關 。 a為由試驗條件所確定的系數(shù) , 它與天線波瓣形狀等有關 , 一般 a=~。 近程增益控制的基本原理是 : 當發(fā)射機每次發(fā)射信號之后 , 接收機產生一個與干擾功率隨時間的變化規(guī)律相 “ 匹配 ” 的控制電壓 UC, 如圖 (b)所示 , 控制接收機的增益按此規(guī)律變化 。所以近程增益控制電路實際上是一個使接收機靈敏度隨時間而變化的控制電路 , 它可以使接收機不致受近距離的雜波干擾而過載 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 濾波和接收機帶寬 1 . 匹配濾波器是在白噪聲背景中檢測信號的最佳線性濾波器 , 其輸出信噪比在某個時刻可以達到最大 。 如果已知輸入信號 s(t), 其頻譜為 S(ω), 則可以證明匹配濾波器在頻率域的特性為 H(ω)=kS*(ω)exp(jωt0) () 第 3 章 雷 達 接 收 機 式中 ， S*(ω)為頻譜 S(ω)的共軛值 。 k為濾波器的增益常數(shù) 。 t0是使濾波器實際上能夠實現(xiàn)所必須的延遲時間 , 在 t0時刻將有信號的最大輸出 。 同樣可以證明，匹配濾波器在時間域的函數(shù) , 即其脈沖響應為 h(t)=ks*(t0t) () 式中 ， s*(t0t)為輸入信號的鏡像 , 它與輸入信號 s(t)的波形相同 , 但從時間 t0開始反轉過來 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 在對匹配濾波器作理論研究時 , 延時 t0和增益常數(shù) k可以不予考慮 , 因此匹配濾波器的上述方程式特性可以簡化為 H(ω)=S*(ω) h(t)=s*(t) () () 從式 ()和式 ()可以看出 : 匹配濾波器的傳輸函數(shù)是輸入信號頻譜的復共軛值 , 匹配濾波器的脈沖響應是輸入信號的鏡像函數(shù) 。 還可以進一步證明 , 匹配濾波器在輸出端給出的最大瞬時信噪比為 0m a x2)(NENS ? () 第 3 章 雷 達 接 收 機 式中 , N0是輸入噪聲的譜密度 , 它是匹配濾波器輸入端單位頻帶內的噪聲功率 。 E是輸入信號能量 : ? ???? ????? dttsdffSE 22 |)(||)(|() 第 3 章 雷 達 接 收 機 2 . 單個矩形中頻脈沖的匹配濾波器 多數(shù)常規(guī)雷達采用簡單矩形脈沖調制 , 所以有必要研究一下矩形包絡的單個中頻脈沖的匹配濾波器 。 設矩形脈沖的幅度為 A, 寬度為 τ, 信號波形的表達式為 ??????????2||02||c o s)(0???tttAts i () 第 3 章 雷 達 接 收 機 其圖形表示見圖 (a), 用傅里葉變換可求得信號頻譜［見圖(b)］為 ????????????????? ?????2)(2)s i n (2)(2)s i n (2)()(0000?????????????? ?AdtetsS tjii() 因而由式 ()可得匹配濾波器的傳輸函數(shù)［見圖 (c)］為 ?????????????????2)(2)s i n(2)(2)s i n(2)()(0000*???????????????ASH i() 第 3 章 雷 達 接 收 機 圖 (a) 矩形脈沖波形 。 (b) 矩形高頻脈沖頻譜 。 (c) 匹配濾波器特性 4 ???0??Si( ? )2A ?0( b )si( t )2?tA－ A2?－( a )4 ???0??H ( ? )2A ?0( c )0第 3 章 雷 達 接 收 機 由式 ()可得匹配濾波器輸出的最大信噪比為 020m a x2NANENS ????????? () 理想匹配濾波器的特性一般比較難于實現(xiàn) , 例如對于單個矩形中頻脈沖來說 , 圖 (c)所示的頻率特性 H(ω)就不易實現(xiàn) 。 因此需要考慮它的近似實現(xiàn) , 即采用準匹配濾波器 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 3 . 準匹配濾波器是指實際上容易實現(xiàn)的幾種典型頻率特性 , 例如對于圖 (c)所示的頻率特性 , 通?？梢杂镁匦?、 高斯形或其它形狀的頻率特性來作近似 。 適當選擇該頻率特性的通頻帶 , 可獲得準匹配條件下的 “ 最大信噪比 ” 。 雷達中頻放大器的級數(shù)較多 , 其合成頻率特性有時可近似為矩形 。 下面討論采用矩形近似的準匹配濾波器輸出 “ 最大信噪比 ” (S/N)≈max與圖 (c)所示的匹配濾波器輸出的最大信噪比(S/N)max相比較 , 二者之間的差別 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 設矩形特性濾波器的角頻率帶寬為 W, 傳輸函數(shù)為 ????? 01)(?H2200WW????????() 其頻率特性見圖 。 準匹配濾波器輸出的最大信噪比與理想匹配濾波器輸出的最大信噪比之比值定義為失配損失 ρ, 經過計算可求得 ???????????????????? ?48 2m a xm a x ????WSWNSNSi() 第 3 章 雷 達 接 收 機 根據上式畫出 ρ對 的函數(shù)曲線見圖 。 由圖可以看出 : 當 Bτ≈ , 失配損失達到最大值 ρmax≈。 這就是說 , 采用帶寬為 的矩形特性濾波器時 , 這種準匹配濾波器相對于理想匹配濾波器來說 , 其輸出信噪比損失僅約, 顯然這損失不大 。 由圖還可看出 : 按 Bτ≈帶寬 Bopt并不是很臨界的 , 帶寬稍微偏離最佳值并不會顯著增大損失 。 ??????? ??? 2WB??B第 3 章 雷 達 接 收 機 圖 單個矩形中頻脈沖及其匹配濾波器特性 4 ???0??H ( ? )01W?? ? ?? )第 3 章 雷 達 接 收 機 圖 ρ對 Bτ的函數(shù)曲線 0?0 .8 21 .3 7 B ?第 3 章 雷 達 接 收 機 考慮到目標速度會引起多卜勒頻移 , 接收機調諧也會有些誤差 , 這些都會使回波頻譜與濾波器通帶之間產生某些偏差 , 因此雷達接收機的帶寬一般都要稍微超過最佳值 。 正如上面已說明的 , 最佳帶寬脈寬積并非很臨界的 , 如果允許檢測能力再降低, 則帶寬可以偏離最佳值 30%~50%。 接收機帶寬取寬些后 , 雖然會使雷達容易受到偏頻窄帶干擾的影響 , 但卻減小了信號的波形失真 , 可以降低從脈沖干擾中恢復工作所需要的時間 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 表 各種準匹配濾波器 第 3 章 雷 達 接 收 機 圖 各種濾波器的帶通濾波特性 01020304050 2 3 4 5低于中心頻率輸出的dB數(shù)在 6 分貝帶寬 ( ?? f / B6) 上偏離中心頻率的偏差矩形高斯型五個調諧級兩個調諧級單調諧級第 3 章 雷 達 接 收 機 圖 各種濾波器的沖擊特性 0102030405060低于脈沖中心輸出的dB數(shù) 矩形兩個調諧級單調諧級五個調諧級無限多級點高斯型 1 2 3 4 5 6 7 8 9相對于輸出脈沖 6 分貝帶寬 ( B6?? f ) 峰值的時間偏差相對電壓 / %90101第 3 章 雷 達 接 收 機 接收機帶寬的選擇 1 . 警戒雷達 (含引導雷達 ) 這類雷達的主要要求是接收機靈敏度要高 , 而對波形失真的要求不嚴格 , 因此要求接收機線性部分 (檢波器之前的高 、 中頻部分 )的輸出信噪比最大 , 即高 、 中頻部分的通頻帶 BRI應取為最佳帶寬 Bopt, 但考慮到發(fā)射信號頻率和本振頻率的漂移 , 需要加寬一個數(shù)值 Δfx, 應取為 BRI=Bopt+Δfx () 式中 ， Δfx由振蕩器的頻率穩(wěn)定度所決定 。 有自動頻率控制的接收機 , 通常取為剩余失諧的兩倍 (Δfx =2 Δfε), 其值一般為~ MHz。 第 3 章 雷 達 接 收 機 接收機視頻噪聲的影響很小 , 因此視頻部分 (含檢波器 )的帶寬 Bv只要保證信號通過時幅值不減小 , 就可使接收機靈敏度仍然保持為最高 。 般選取帶寬 Bv等于或稍大于 Bopt/2就能滿足要求 , 即 2op tvBB ? () 根據高 、 中頻部分諧振電路的型式和數(shù)目 , 就可把帶寬 BRI分配到各級電路 。 但需注意 : 混頻器之前的電路要能抑制鏡頻干擾 , 因此其帶寬不應過寬 , 以使濾波良好 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 2 . 跟蹤雷達 (含精確測距雷達 ) 這類雷達是根據目標回波前沿位置來進行精確測距的 , 主要要求是波形失真小 , 其次才是要求接收機靈敏度高 。 因此要求接收機的總帶寬 B0(含視頻部分帶寬 Bv)大于最佳帶寬 , 一般取為 ?5~20 ?B() 式中 , τ為發(fā)射信號脈沖寬度。