【導讀】本課題是設計一個兩路輸出的反激式開關電源。220V交流電壓經整流電路及濾波電路。器被轉換成所需電壓值的方波，最后再將這個方波電壓經整流濾波變?yōu)樗枰闹绷麟妷骸Ｏ到y(tǒng)工作頻率為52kHz，輸出2路隔離的電壓。本設計將使用saber對電路。結構經行仿真對設計參數進行驗證。Keywords:SMPS；FlybackConverter；High-frequencyConverter；UC3844；saber

　　

【正文】 RC 網絡，用以確定振蕩器的工作頻率，其頻率通過式)( kHzCRf tt?確定。 5 腳是地，是控制電路和電源的公共地。 6 腳為輸出端，采用圖騰柱式輸出，最大峰值電流為 1A，能直接驅動功率 MOSFET 的柵極。 7 腳為集成電路的正電源，其開啟電壓為 16V，關閉閥值為 10V。一旦芯片開始工作，該芯片就能在 1016V 之間波動的電源供電條件下正常工作， 6V 的差值電壓可有效地防止電路在給定工作電壓附近振蕩。當開關電源通電瞬間，高壓直流電通過一個大阻值的電阻降壓供給 UC3844，當 7 腳的電壓大于 16V 時，芯片立即啟動，此時啟動電流小于 1mA，此時無輸出， 6 腳輸出正脈沖，使變壓 器也啟動工作，變壓器一路輸出繞組專門給 UC3844 供電，以保持芯片繼續(xù)正常工作，此時的工作電流約為 15mA。在第 7 腳設有一個 34V 的齊納管穩(wěn)壓管，用于保證其內部電路絕對工作在 34V 以下，防止高壓可能帶來的損壞。 8 腳為基準電壓輸出，產生精確的 +5V 基準電壓，并具有一定的帶載能力，帶載能力可達 50mA。通常我們通過測量該腳是否有穩(wěn)定的 +5V 輸出來判斷該 IC 是否正常工作。 UC3844的最大的優(yōu)點就是外圍元件少，外電路裝配簡單，且成本低，適用于 20~100W 小功率開關電源的驅動電路設計。 UC3844 內 部結構圖如下圖 322 所示： 23 圖 322 3844 內部結構圖 引腳接線 UVLO 電路用于確保 Vcc 足以在啟用輸出級之前使 UC3844 全面運作，如圖 323 所示，UVLO 接通和關斷門限在內部限定于 16V 和 10V。 6V 遲滯用于防止在電源排序器件發(fā)生 Vcc震蕩，圖 6 示出了電源電流要求，由于能夠從一個隔離式轉換器的整流輸出實現高效的自舉，因此啟動電流小于 1mA（如圖 3— 2— 3 所示），在正常電路的操作期間， Vcc 利用 D1和 Cin 從輔助繞組 WAUX 產生，然而，在啟動的時候 ， Cin 必須通過 Rin 充電至 16V 由于啟動電流為 1mA，因此 Rin 的阻值最大可以達到 100K。而且在 VAC=90VRMS（低線路輸入電壓）時仍然對 GIN 進行充電。 RIN 中的功耗于是將小于 350mW，即使在高線路輸入電壓（ VAC=130VRMS）條件下也不例外。 在 UVLO 期間，輸出驅動器處于低電平狀態(tài)。盡管它所呈現的飽和特性與正常操作時有所不同，但它仍然能夠很容易的吸收 1mA 的電流，這足以確保 MOSFET 保持關斷狀態(tài)。 圖 323 24 圖 324 在欠壓閉鎖期間，對輸出驅動器施加了偏壓，以吸收較少量 的電流。 圖 325 給 UC3844 供電電路 振蕩器 UC3844 的振蕩器的設置如圖 3— 2— 5 所示。定時器電容 Ct 通過定時電阻器 Rt從 VREF(5V)來充電，并且由一個內部電流源進行放電在選擇振蕩器元件的過程中，第一步是確定所需的電路死區(qū)時間。一旦確定了死區(qū)時間，則可以準確的找出與給定死區(qū)時間相對應的最接近的 Ct 標準值，接著采用 Ct 和振蕩器頻率的關系曲線，定時電阻器的阻值可以由下式來計算： Fosc（ kHz） =(Rt(k))xCt(uf) UC3844 和 UC3845 具有一個由振蕩器來驅動的內部二分頻觸發(fā)器，以提供一個 50%的最大占空比。因此，必須將其震蕩頻率的運行頻率設定為電源的開關頻率的兩倍。 UC384X 系列 每款振蕩器都可以高至 500kHz(最大值 )的頻率下使用最大占空比。 UC3844 最大占空比被一個內部電平轉換觸發(fā)器箍位于 50%，在大多數反激式和正激式 25 轉換器中，這種占空比箍位是有好處的，為了獲得最佳的 IC 性能，死區(qū)時間不應超過震蕩周期的 15%。 圖 326 UC3844 的電流檢測的配置如圖 3— 2— 7 所示，電流 — 電壓轉換利用接 地參考電阻器 Rs在外部完成，在正常工作條件下， Rs 兩端的峰值電壓受控于 E/A（誤差放大器），依據的公式如下： 式中， Vc=控制電壓 =E/A 輸出電壓。 如圖 3— 2— 6 所示， Rs 可以直接（或通過一個電流變壓器）連接至電源電路，雖然直接連接的做法比較簡單，但采用變壓器能夠降低 Rs 中的功耗，減少由基極電流引起的誤差，并提供電平移位以消除接地參考的檢測的限制， Vc 與功率級中的峰值電流之間的關系由下式給出： 式中： N=電流檢測變壓器的匝數比 =1（當未使用變壓器的時候） 為了便 于小信號的分析，控制 — 檢測電流增益為： 26 如圖 327 所示，當檢測與功率晶體管串聯的電流時，電流波形再前沿處常常有一個很大的尖峰，這是由于整流器恢復或電源中的繞組間的電容造成的，如果不對其經行衰減那么該瞬變會過早的終止輸出脈沖，如圖所示，采用一個簡單的 RC 濾波器往往足以抑制該尖峰， RC 時間常數應該大致等于電流尖峰持續(xù)時間（通常為幾百 ns） UC3844 電流檢測比較器的反相輸入在內部鉗位于 1V（圖 3— 2— 8）。如果引腳 3 上的電壓達到其門限值，則電流限制電路開始起作用，也就是說電流值有下式決定： 圖 327 圖 328 本設計不采用變壓器，所以 N 取 1。 27 4．誤差電壓反饋 誤差放大器誤差放大器（ E/A）配置如圖 ，而是在內部被施加偏壓至 177。 2%， E/A 輸出可在引腳 1 上提供（用于外部補償），從而使用戶能夠控制轉換器的閉環(huán)頻率響應。圖 3210 示出了一款適合對任何電流模式控制的拓撲結構（利用電感器電流來運作的反激式和升壓轉換器除外）進行穩(wěn)定化處理的 E/A 補償電路。反饋元件給環(huán)路轉移函數增加了一個極點（在 fp=1/2π RFCF）。選 擇合適的 RF， CF， 以使該極點抵消電源電路中輸出濾波電容器 ESR 的零點， RF 和 Ri 固定了低頻增益，同時仍然允許由輸出濾波電容器和負載形成的極點在 f≈ fSWITCHING/4 時將環(huán)路增益衰減至單位增益（ 0dB）。這種方法確保了轉換器穩(wěn)定性，而且還提供了上佳的動態(tài)響應。 圖 329 補償 圖 3210 E/A 配置 28 E/A 輸出將供應 電流并吸收 2mA 電流， RF 的下限由下式給 出： 但是如果 反饋電路改用 TL43l 加光耦來控制。我們都知道放大器用作信號傳輸時都需要傳輸時間，并不是輸出與輸入同時建立。如果把反饋信號接到 UC3844 的電壓反饋端，則反饋信號需連續(xù)通過兩個高增益誤差放大器，傳輸時間增長。由于 TL431 本身就是一個高增益的誤差放大器，因此，在 圖 3— 2— 11 中直接采用腳 1 做反饋，從 UC3844 的腳 8(基準電壓腳 )拉了一個電阻到腳 l，腳 2 通過 R18 接地。這樣做的好處是，跳過了 UC3844 的內部放大器，從而把反饋信號的傳輸時間縮短了一半，使電源的動態(tài)響應變快。另外，直接控制 UC3844 的腳 l 還可簡化系統(tǒng)的頻率補償以及輸出功率小等問題。 圖 3211 29 關鍵元器件的選擇與設計 線性光耦合器 PC817 光電耦合器是以光為媒介來傳播電信號的器件。通常是把發(fā)光器（發(fā)光二極管 LED）和受光器（光敏晶體管）封裝在同一管殼內如圖 34。當輸入端加電信號時，發(fā)光器（發(fā)光二極管）發(fā)出強弱光線，照射在受光器（光敏晶體管）上，受光器接受強弱不同的光線后導通程度也不同，產生不同強度的電流從輸出端輸出，實現了 “ 電 光 電 ” 的轉換。 普通光電耦只能傳輸開關信號，不能傳輸模擬信號。線 性光電耦是一種與普通光耦不同的新型光電轉換器件，它可以傳輸模擬電壓或電流信號，輸入信號的強弱不同，發(fā)光器產生相應強弱的光信號，從而使受光器的導通程度也隨光信號強弱的不同而輸出的電壓或電流強度也隨之不同并具有線性的對應關系。 PC817 屬于線性光電耦合器，可以傳輸模擬信號。 PC817 內部結構如圖 331 所示： 圖 331 PC817 內部結構 發(fā)光二極管正向電流If ( m A ) 圖 332 PC817 集電極發(fā)射極電壓 V 與發(fā)光二極管正向電流fI的關系 30 可調精密并 聯穩(wěn)壓器 TL431 本課題所設計的基準電壓和反饋電路采用三端穩(wěn)壓器 TL431 構成。在反饋電路中用TL431 與輸出采樣電壓進行比較，再通過光電耦合器 PC817 把電壓反饋到 UC3844 的電壓反饋端。 TL431 是 ～ 36V 可調式精密并聯穩(wěn)壓器。其價格低廉，可廣泛應用于精密線性穩(wěn)壓電源和單片精密開關電源中。它可以輸出 ~36V 連續(xù)可調電壓，工作電流范圍寬達 ～100mA，動態(tài)電阻典型值為 歐，輸出雜波低。 TL431 的電路圖形符號和基本接線如圖333 所示。 圖 333 TL431 的電氣符 號圖和等效電路圖 圖中， A 為陽極，需接地使用； K 為陰極，需經限流電阻接正電源；refU是輸出電壓o的設定端，根據 refo URRU )/1( 21??，外接電阻分壓器選擇不同的1R和2的值可以得到從~36V 范圍內連續(xù)輸出電壓。需要注意的是，在選擇電阻時必須保證陰極電流要大于 1mA，以保證 TL431 正常工作。 TL431 內部原理圖如圖 334 示： 31 圖 334 TL431 內部原理圖 高頻變壓器 高頻變壓器是開關電源的重要組成部件，它不僅是能量轉換和傳輸的主要器件，而且能夠實現輸入與輸出的電器隔離。其性能的好壞不 僅影響變壓器本身的效率和發(fā)熱量，而且還會對開關電源的整體性能和可靠性產生極大的影響。因此，全面分析設計變壓器的材料、損耗、磁通密度、制造工藝就顯得尤為重要。 當控制 IC 輸出一個導通脈沖到 MOSFET 的柵極時， MOSFET 飽和導通，變壓器初級繞組中電流逐漸增加，而此時初級繞組產生的感應電壓使輸出回路的整流二極管截止，次級繞組中無電流，能量以磁能的形式存儲在初級繞組中。當截止脈沖到來時，根據楞次定律，次級產生與之前方向相反的感應電壓，使整流二極管立即導通，次級線圈產生的感應電壓向輸出濾波電容充電，即把能量從初級 繞組傳遞到次級的輸出電容中，并給負載供電。變壓器周而復始的經歷上述能量的存儲轉換過程，從而實現了能量的傳輸。如下圖 335 所示： 32 圖 335 高頻變壓器 輸入整流濾波電路的電路 對于市電供電的開關穩(wěn)壓電源，輸入整流濾波電路的設計是必須的，但是相對于其他電路部分，輸入整流電路的設計相對簡單，但其設計的好壞對于電源的可靠性和對電網的影響也有較大的影響。 輸入整流濾波電路通常由： EMI 濾波器、浪涌電壓電流抑制器、整流器和濾波電容組成。許多交流輸入的場合有些電源還帶有 PFC 功率因數校正電 路，以減小電源對電網供電質量的影響。 N T C RF UG N DA C 1A C 2V S R C 1 C 2C 5C 3 C 4L 1D 1D 2D 3D 4G N D+ V oG N D 圖 336 輸入整流濾波電路 33 RCD 緩沖器設計 在反激變換器中，引起開關應力過高（可導致開關損壞）的原因有兩個：一是開關關斷時，漏電感引起開關管集電極電壓突然升高；二是負載線路不夠合理。兩個原因均是由于負載是電感性引起的，前者影響較大，后者次之。 抑制開關應力有兩個辦法。一是減小漏電感；二是耗散過電壓的能量，或者使能量反饋回電源。減小漏電感主要靠工藝；耗散過電壓的能量依靠與電感線圈并聯的 RC 緩沖器，或與開關關聯的 RC 緩沖器；能量反饋回電 源中依靠附加的線圈和定向二極管。 在反激變換器中，儲存在變壓器原邊電感 Lp 的主要能量在反激時期中將傳輸到副邊。副邊回路寄生電感，電容 C1 的寄生電感，還有輸出線路漏感折算到原邊電感 LLT 表示，它與 Lp 串聯接在晶體管開關管 MOS 集電極上。（ Lp+LLT）上的能量在 MOS 關斷時產生的過電壓，必須加緩沖網絡予以限制。圖 338 為在原邊電感旁加電路 R2， D5,C6,MOS 導通時，Vs 電壓加在（ Lp+LLT）上，由于 D5 反偏阻止 C6 的充電，所以 Vc6≈ 0。當 MOS 管關斷時，由于反激作用， MOS 集電極電壓 Vc 迅 速上升，但由于 D5 此時有正偏壓而導通，使 MOS 管電流被 分流， Vc2 電壓逐漸上升，即 Vc 電壓也是逐漸上升的，而且鉗位在 2Vs 數字上，從而把 Vc 上升的尖峰電壓的頂部削去（如虛線所示脈沖） 在周期的剩下的時間里，隨著 R2 放電電流減小， C6 的電壓降會返回到原來值。多余的反激電能被消耗在 R2 上。此鉗位電壓是自跟蹤的，在穩(wěn)態(tài)工作時，因為 C6 的電壓會自動地調整，直到所有多余的反激電能消耗在 R2 上。如果在所有其他情況下，都要維持某以恒定鉗位電壓，則可通過減小 R2 值或漏電感 LLT 值，來抑制鉗電壓的升高的趨勢 。 不能把