【正文】 波形。用傅立葉級數(shù)分解后將可看出，各i(t)在低頻段特性將非常接近，僅在高頻段有所不同。因而產(chǎn)生的正弦波一路經(jīng)相應(yīng)的處理后將其幅值調(diào)整至1V至3V之間，然后輸入以SG3525A，在芯片內(nèi)部通過與鋸齒波比較產(chǎn)生高頻的正弦波調(diào)寬脈沖。該電路由12V直流輸入以及輸入過壓保護(hù)電路、輸入欠壓保護(hù)電路、電源過熱保護(hù)電路、輸出過壓保護(hù)電路、輸出過流保護(hù)電路、逆變電路I、320V/50KHz整流濾波、逆變電路II、濾波電路等組成。2 設(shè)計總體目標(biāo) 設(shè)計要求及系統(tǒng)指標(biāo)車載逆變器是一種能夠?qū)?DC/12V 直流電轉(zhuǎn)換為和市電相同的 AC/220V 交流電，供一般電器使用，是一種方便的車用電源轉(zhuǎn)換器。在大容量逆變電源中，由于工頻變壓器引起的矛盾相對不如小容量UPS突出，而且大容量的高頻逆變器、整流器和高頻變壓器的制作也分別受到高頻開關(guān)器件的容量和高頻磁性材料的限制。臺灣的鄒應(yīng)嶼和香港大學(xué)的L．K．Wang等人將離散滑模變結(jié)構(gòu)控制理論應(yīng)用到UPS逆變器中，獲得了良好的控制效果。1985年，Gokhale在PESC年會上提出將無差拍控制應(yīng)用于逆變器控制。如所帶的負(fù)載過大，方波電流中包含的三次諧波成分將使流入負(fù)載中的容性電流增大，嚴(yán)重時會損壞負(fù)載的電源濾波電容[2]，方波逆變器的制作方法采用簡易的多諧振蕩器，其技術(shù)屬于50年代的水平，將逐漸退出市場。后者提供的交流電的質(zhì)量較差，且?guī)лd能力差，不能接“感性負(fù)載”。采用輸出電壓有效值或平均值反饋控制的方法具有結(jié)構(gòu)簡單、容易實現(xiàn)的優(yōu)點，但存在以下缺點：①對非線性負(fù)載的適應(yīng)性不強(qiáng)；②死區(qū)時間的存在將使PWM波中含有不易濾掉的低次諧波，使輸出電壓出現(xiàn)波形畸變；③動態(tài)特性不好，負(fù)載突變時輸出電壓調(diào)整時間長。但重復(fù)控制的控制實時性差，動態(tài)響應(yīng)速度慢。由于穩(wěn)定性的提高使得電壓調(diào)節(jié)器增益可以取比較大的值，所以突加突卸負(fù)載時輸出電壓的動態(tài)特性大大提高，抗擾性大大提高，對非線性負(fù)載的適應(yīng)性也大大提高。要使逆變電源小型化，可以采用的方法有三種：1)提高開關(guān)頻率，使濾波器小型化；2)采用新的PWM控制方式，優(yōu)化逆變橋輸出PWM波的頻譜，使濾波器小型化；3)用高頻變壓器實現(xiàn)電壓的隔離及匹配，替代輸入或輸出的低頻變壓器，實現(xiàn)變壓器的小型化。方案3電路采用了比較典型的兩級變換的方式，在第一級直流/直流變換電路中利用了集成脈寬調(diào)制電路芯片調(diào)制出PWM波，通過PWM波信號來驅(qū)動MOS管的通斷，把直流信號變換成交流低壓信號，再通過高頻變壓器把交流低壓方波信號升壓成交流高壓方波信號，然后通過整流濾波電路，把交流高壓信號變成350V的直流高壓；在第二級中，用另一片脈寬調(diào)制芯片與一片正弦函數(shù)芯片做適當(dāng)?shù)倪B接產(chǎn)生SPWM波，用來對直流/交流變換電路中的全橋逆變電路進(jìn)行脈寬調(diào)制，從而把350V直流高壓逆變成220V的交流電壓，然后通過濾波電路，濾出我們所需要的50Hz的交流信號，就得220V/50Hz的交流電壓；而且在本次整個逆變電路中采用了變壓器隔離的方法來保證主、控電路不受彼此的相互影響。此電路的主要功能是將320V直流電轉(zhuǎn)換為220V/50Hz的交流電。該輸入加在可以看成慣性環(huán)節(jié)的RL電路上，設(shè)其電流i(t)為電路的輸出。PWM波形可以分為等幅PWM波和不等幅PWM波兩種。同樣，在的負(fù)半周，讓V2保持通態(tài)，V1保持?jǐn)鄳B(tài)，V3和V4交替通斷，負(fù)載電壓可以得到和零兩種電平。當(dāng)時，給V2和V3以導(dǎo)通信號，給V1和V4以關(guān)斷信號，這時0，則V2和V3通，如0，則CD2和VD3通，不管哪種情況都是= 。通常采用等腰三角波作為載波，當(dāng)調(diào)制信號波為正弦波時，所得到的就是SPWM波形。利用這一性質(zhì)，在電路里常用于構(gòu)成穩(wěn)壓電路。雙激式開關(guān)電源變壓器鐵芯的磁滯損耗比較大，而單激式開關(guān)電源變壓器鐵芯的磁滯損耗卻比較小。(引腳3)：相位校正和增益控制端。 SG3525A是電流控制型PWM控制器，所謂電流控制型脈寬調(diào)制器是按照接反饋電流來調(diào)節(jié)脈寬的。片內(nèi)鋸齒波振蕩器的振蕩頻率為： f= （44）(引腳 8)：軟啟動電容接入端。SG3525A工作特點:(1) 工作電壓范圍寬：8—35V。此時，PWM瑣存器的輸出也為高電平，該高電平通過兩個或非門加到輸出晶體管上，使之無法導(dǎo)通。 (引腳4)：恒流源調(diào)節(jié)（4腳和5腳外接電阻，以實現(xiàn)方波占空比的調(diào)節(jié)）。(5) 低溫度漂移: 50ppm/℃。隨著驅(qū)動技術(shù)的不斷成熟，已有多種集成厚膜驅(qū)動器推出。 （引腳10）: 邏輯高端輸入。由于第9腳為集電極開路輸出,必須外接集電極負(fù)載電阻R。12腳為電源端，接外部12V電壓。114腳交替輸出相位相反的脈沖波。中心器件變壓器變壓器T1，實現(xiàn)電壓由12V脈沖電壓轉(zhuǎn)變?yōu)?20V脈沖電壓。如果將此脈沖直接輸入驅(qū)動芯片來驅(qū)動全橋電路，如在正弦波的前半個周期，驅(qū)動脈沖會使電路中的Q5和Q8兩個場效應(yīng)管在前半個周期內(nèi)的絕大多數(shù)時間處于導(dǎo)通。由于設(shè)置的穩(wěn)壓值為9V，對照常用穩(wěn)壓管的參數(shù)表，用于欠壓保護(hù)的穩(wěn)壓管型號為1N5239A,，,最大工作電流為50mA。對照常用穩(wěn)壓管的參數(shù)表，用于輸出過壓保護(hù)的穩(wěn)壓管型號為1N5240A,其穩(wěn)壓值為10V,，最大工作電流為45mA，滿足電路要求。設(shè)允許輸出的最高電壓為230v。但是當(dāng)輸入電壓過高超過15V時，1腳處的電壓則會高于5V，即高于2腳的電壓，則誤差放大器Ⅰ輸出高電平，則TL494停止工作，從而實現(xiàn)過壓保護(hù)。圖中的推挽場效應(yīng)管Q3，Q4在工作時會通過大電流，經(jīng)過計算電流約為19A，電流為32A，滿足要求。在該電路中用于電池的輸入過壓保護(hù)。把充電和放電回路分開，有利于通過死區(qū)電阻來調(diào)節(jié)死區(qū)時間，使死區(qū)時間調(diào)節(jié)范圍更寬，放電電阻越大，放電時間越長。因為芯片內(nèi)置5V基準(zhǔn)電壓源，負(fù)載能力為10mA。 各芯片外圍電路 ICL8038外圍電路圖411 ICL8038 外圍電路由ICL8038構(gòu)成的精密函數(shù)發(fā)生器電路如圖所示。 (引腳6):高端浮置電源電壓。而且最大占空比被限制在50％。ICL8038的工作特點:(1) 可同時輸出任意的三角波、矩形波和正弦波等。 ICL8038簡介及其應(yīng)用ICL8038精密函數(shù)發(fā)生器是采用肖特基勢壘二極管等先進(jìn)工藝制成的單片集成電路芯片，電源電壓范圍寬、穩(wěn)定度高、精度高、易于用等優(yōu)點，外部只需接入很少的元件即可工作，可同時產(chǎn)生方波、三角波和正弦波，其函數(shù)波形的頻率受內(nèi)部或外電壓控制，可被應(yīng)用于壓控振蕩和FSK調(diào)制器。入一個電阻就可以實現(xiàn)對死區(qū)時間的調(diào)節(jié)功能。引腳 14 和引腳 11 是兩路互補(bǔ)輸出端。 (引腳 5)：振蕩器定時電容接入端。開關(guān)管的控制方式采用脈沖寬度調(diào)制(PWM) 方式。 在本次設(shè)計中用電流互感器對輸出電流進(jìn)行采樣，采樣電流經(jīng)過處理后轉(zhuǎn)化為相應(yīng)的電平信號，實現(xiàn)電路的過流保護(hù)。開關(guān)電源變壓器分單激式開關(guān)電源變壓器和雙激式開關(guān)電源變壓器，兩種開關(guān)電源變壓器的工作原理和結(jié)構(gòu)并不是完全一樣的。 穩(wěn)壓管圖42 穩(wěn)壓管代表符號穩(wěn)壓管又稱齊納二極管，是一種用特殊工藝制造的面結(jié)型硅半導(dǎo)體二極管，其代表符號如圖42所示。除上述兩種方法外，還有一種方法叫做等面積法。在的一個周期內(nèi)，輸出的PWM波只有正負(fù)兩種電平，而不象單極性控制時還有零電平。由于負(fù)載電流比電壓滯后，因此在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負(fù)。可以看出，各脈沖的幅值相等，而寬度是按正弦規(guī)律變化的。如圖31 a、b、c所示的三個窄脈沖形狀不同，其中31 a為矩形脈沖，圖31 b為三角形脈沖，31 c為正弦半波脈沖，但他們的面積都等于1，那么，當(dāng)它們分別加在具有慣性的同一環(huán)節(jié)上時，其輸出響應(yīng)基本相同。此電路的主要功能是將12V直流電轉(zhuǎn)換為320V/50KHz的交流電。它是通過在振蕩級產(chǎn)生所需要的50Hz的交流信號，再經(jīng)過推動級的放大，然后把放大后的電壓信號送入推挽輸出級經(jīng)過放大、變壓器的升壓，從而得到所需要的220V/50Hz的交流電壓。模塊化需要解決逆變電源之間的并聯(lián)問題，逆變電源的并聯(lián)要比直流電源的并聯(lián)復(fù)雜，它面臨著負(fù)荷分配、環(huán)流補(bǔ)償、通斷控制等多方面的問題。(6)帶電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時值反饋控制帶電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時值反饋控制方法是在單一的電壓瞬時值反饋控制方法的基礎(chǔ)上發(fā)展而來的。后來，鄒應(yīng)嶼等人進(jìn)一步完善了逆變器的重復(fù)控制理論，給出了一種重復(fù)控制器的設(shè)計方法，提出了自適應(yīng)重復(fù)控制的理論。自關(guān)斷器件在逆變器中的應(yīng)用大大提高了逆變電源的性能。它是常用的車用汽車電子用品。最初的逆變電源采用晶閘管(SCR)作為逆變器的開關(guān)器件，稱為可控硅逆變電源。無差拍控制的缺點是算法比較復(fù)雜，實現(xiàn)起來不太容易，它對系統(tǒng)模型的準(zhǔn)確性要求較高，對負(fù)載大小的變化及負(fù)載的性質(zhì)變化比較敏感，當(dāng)負(fù)載大小變化及負(fù)載的性質(zhì)變化時不易獲得理想的正弦波輸出。和傳統(tǒng)PWM控制方法相比，由于該方法能對PWM波進(jìn)行動態(tài)調(diào)整，故系統(tǒng)的快速性、抗擾性、對非線性負(fù)載的適應(yīng)性、輸出電壓的波形品質(zhì)等都比傳統(tǒng)PWM控制方法有所提高。雖然現(xiàn)在已經(jīng)能生產(chǎn)幾千千伏安的大型逆變電源，完全可以滿足大功率要求的場合，但是，這樣整個系統(tǒng)的可靠性完全由單臺電源決定，無論如何是不可能達(dá)到很高的。本設(shè)計對逆變電源的要求有： 環(huán)境溫度：25℃ +40℃ 海拔高度：≦3000m 輸入 12VDC 額定輸出電壓：Vo=220VAC 輸出有過壓保護(hù) 額定輸出功率：200W 輸入有過壓保護(hù)和過熱保護(hù) 總體方案的選取 方案比較在本逆變電源的設(shè)計中，我們的目的是將車載電瓶的12V直流電壓逆變?yōu)榻涣?20V/50Hz的電壓，通過一段時間對資料的收集和分析，現(xiàn)總結(jié)出如下三種方案，分別介紹如下：方案一：基于工頻變壓器的逆變電路 本方案設(shè)計的逆變電源是通過脈寬調(diào)制芯片產(chǎn)生的脈寬調(diào)制信號用來驅(qū)動半橋逆變電路，產(chǎn)生低壓交流信號，再經(jīng)過工頻變壓器的升壓，轉(zhuǎn)換為所需要的交流電壓。過熱保護(hù)電路是當(dāng)電路工作溫度過高時，啟動保護(hù)使逆變電路I停止工作。沖量即指窄脈沖的面積。這些脈沖寬度相等，都等于/N，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。圖34是采用IGBT作為開關(guān)器件的單相橋式電壓型逆變電路。圖35 單極性PWM控制方式波形和單極性PWM控制方式相對應(yīng)的是雙極性控制方式。當(dāng)三角波既在其頂點又在底點時刻對正弦波進(jìn)行采樣時，由階梯波與三角波的交點所確定的脈寬，在一個載波周期(此時為采樣周期的兩倍)內(nèi)的位置一般并不對稱，這種方法稱為非對稱規(guī)則采樣[7]。本設(shè)計采用的是N溝道增強(qiáng)型MOSFET。開關(guān)電源變壓器一般用在開關(guān)電源等涉及高頻電路的場合。繞組N1接被測電流，稱為一次繞組（或原邊繞組、初級繞組）；繞組N2接測量儀表，稱為二次繞組（或副邊繞組、次級繞組）。(引腳15)：誤差放大器Ⅱ反向輸入端。 (引腳 3)：振蕩器外接同步信號輸入端。 (引腳 12)：信號地。SG3525A還增加了同步功能，可以工作在主從模式，也可以與外部系統(tǒng)時鐘信號同步，為設(shè)計提供了極大的靈活性。欠電壓鎖定功能同樣作用于輸出級和軟啟動電路。(引腳11)：負(fù)電源或接地端?？焖俟怦畹乃俣纫矁H幾十kHz。 （引腳3）:低端固定電源電壓。 (5) 工作頻率高，可達(dá)500KHz。18V,消耗電流為50～250mA。4腳為振蕩器輸出，亦不使用。在此同時VCC經(jīng)自舉二極管，C1和S2形成回路，對C1進(jìn)行充電，迅速為C1補(bǔ)充能量，如此循環(huán)反復(fù)。整流濾波電路由四只整流二極管和一個濾波電容組成。足以滿足逆變電源320V以及最大電流1A的要求。這里取200。,電流互感器的原副邊匝數(shù)比為1：，在副邊會感生出10mA的電流，經(jīng)過整流橋和濾波電容的整流濾波之后轉(zhuǎn)換為穩(wěn)定的直流電流，經(jīng)過可變電阻R20后在運(yùn)放的反向端輸入一個電壓，取R20為1K,則反向端電壓為5V。圖421 過熱保護(hù)電路電路結(jié)構(gòu)如圖421。因而在本次設(shè)計中，SG3525A輸出的調(diào)寬脈沖并不直接用來驅(qū)動全橋電路。電路正常時， TL494的兩個內(nèi)置晶體管交替導(dǎo)通，導(dǎo)致圖中晶體管2的基極也因此而交替導(dǎo)通，Q3和Q4 也交替導(dǎo)通，這樣使變壓器工作在推挽狀態(tài)，Q3和Q4以頻率為50KHz交替導(dǎo)通，使變壓器的初級輸入端有50KHz的交流電。在本次設(shè)計中震蕩電容為2200pF，震蕩電阻R34和R35分別為10K、1K，. IR2110外圍電路圖414 IR2110外圍電路圖驅(qū)動芯片IR2110外圍電路如上圖所示：其中引腳1和引腳7交替輸出高低電平，通過電阻后驅(qū)動四個場效應(yīng)管交替導(dǎo)通，IR2110驅(qū)動半橋的電路如圖所示，其中C11，D13分別為自舉電容和自舉二極管，C10為VCC的濾波電容。7腳為接地端，6腳外接震蕩電阻和電容用于控制輸出脈沖頻率。從而輸入SG3525A，通過與其內(nèi)部的鋸齒波比較產(chǎn)生需要的脈沖調(diào)寬波（PWM）.使用單電源時三角波和正弦波的電壓平均值等于Vcc/2 ,正弦波幅度為Vcc/5，而方波幅度是Vcc/3 。 （引腳13）:邏輯電路地電位端，其值可以為0V。 IR2110