【正文】 但防護(hù)與接地問題是必須十分關(guān)注的問題，設(shè)計(jì)數(shù)字化測量儀器時(shí)如果只集中注意力于測量方法原理的先進(jìn)性，或只想到如何減少元件、部件的誤差，而忽略了在整體上去防護(hù)各種電磁干擾的影響，切斷干擾耦合到儀器的途徑，并且事前作出有針對性的有效的防護(hù)、接地設(shè)計(jì)，則往往導(dǎo)致制成的儀器不能正常工作，造成不良后果。如果忽略地電阻 ()及，可求得的近似值為 則為由此共模干擾抑制比增加為 (723)與式(722)相比，增加了倍。例如，當(dāng)=1KΩ，=1000pF，=1 GΩ，干擾頻率?=50Hz時(shí)，由式(722)得 CMR=60dB這是很不夠的。因此，共模干擾實(shí)際上是轉(zhuǎn)換為串模干擾而起作用的。歸納共模電壓產(chǎn)生的原因，大體上有以下三類：1．由被測信號源的特點(diǎn)產(chǎn)生 一般被測電壓源具有一端接地一端輸出的形式，但也有雙端輸出而均不具有地電位的形式，例如具有雙端輸出的差分放大器和不平衡電橋等。其次是測量速度在作高精密度測量時(shí)下降太多，由表71可見，當(dāng)要求7位讀數(shù)時(shí)。圖7—16為與上述Z變換傳遞函數(shù)的數(shù)字濾波算法流圖及相應(yīng)的濾波特性。現(xiàn)在準(zhǔn)確度較高的數(shù)字電壓表已大都內(nèi)部裝有微處理機(jī)；既然A／D轉(zhuǎn)換器及181?！鱐)是由鑒相器檢出后記憶在數(shù)/模轉(zhuǎn)換器中的，因而稱為數(shù)字式。 此法平衡速度快。圖7一１2數(shù)字式鎖相頻率自動跟蹤系統(tǒng)原理圖由圖中可見，采樣時(shí)間T=ω是的固定倍數(shù)，因ω是計(jì)數(shù)器的分頻系數(shù)。采樣一開始，即以周期=1181。 設(shè)ΔT=4181。第一次采樣后經(jīng)過約半周期，當(dāng)干擾電壓負(fù)向通過零點(diǎn)時(shí)進(jìn)行第二次采樣，這時(shí)=kT1(1γ)，但初始點(diǎn)相位由于隔了半周期而成為(π+2)，仍代入式(73)得 （711）將兩次采樣值相加，得最后的干擾誤差為 （712）相應(yīng)地 （713）由式(7—13)可知，若γ=0，則sin(πkγ)=0，或1=2，則=0，均可使SMR=。由此也可推論此法對基波以外的高次諧波成分的抑制能力將更差。這些說明只要選擇采樣時(shí)間T為干擾電壓基波周期的整數(shù)倍，則對其高次諧波分量也必然起到抑制作用。 事實(shí)上采樣時(shí)間不可能完全等于干擾信號周期的整數(shù)倍，因此積分結(jié)果不能完全排除干擾的影響。7—1 串模干擾及其抑制 串模干擾電壓是指在儀器輸入端疊加了被測電壓上的那部分不需要的輸入電壓，如圖71所示。例如，對于熱電動勢干擾，可采用低熱電動勢結(jié)構(gòu)和材料，對于尖峰沖擊電壓干擾，可采用延時(shí)線路，延遲一刻待沖擊干擾過去后再進(jìn)行測量或變換等。顯然 （72）其中為干擾電壓的角頻率。但若電網(wǎng)頻率波動，可能出現(xiàn)177。仍然采用，則。220 V工頻電壓經(jīng)變壓器降壓至38 V，經(jīng)雙向齊納管限幅，初步整形為近似的矩形波，再經(jīng)二極管雙向限幅，然后輸入運(yùn)算放大器構(gòu)成的零值比較器，輸出前后沿均很陡峭的矩形波，周期為TS。欲使這一誤差消失，出發(fā)點(diǎn)是保持這一項(xiàng)不變。除使用177?！鱐消失后仍保持其輸出電壓177。由圖可見，在△?％為177。這樣的電壓下降了某一△U，使跟隨器的輸出電壓也下降了△U，從而導(dǎo)致壓控振蕩器時(shí)鐘周期下降一個(gè)△使采樣時(shí)間T相應(yīng)縮短而接近。(關(guān)于z變換的數(shù)學(xué)，可參閱文獻(xiàn)(3))。一般說來，若以n次采樣結(jié)果取平均值，則誤差可降低倍。串模干擾電壓的大小應(yīng)使輸出值的變化盡可能的大，但其峰值與所加直流電壓之和不應(yīng)超出被試表的有效測量范圍。由圖可見，對數(shù)字電壓表而言，是共模干擾電壓，為兩接地點(diǎn)間的等效電阻。情況雖然改善了，但共模干擾并未完全消除。兩者互相隔離，信號通過脈沖變壓器或光電耦合器件互相傳遞。測試過程如下：逐漸加大共模干擾電壓(直流或交流)，使被試表的讀數(shù)發(fā)生變化，分別記下這時(shí)共模干擾電壓峰值及被試表輸出信息變化值△U按下式計(jì)算共模干擾抑制比 CMR=201g (dB)不平衡電阻分別串于低輸入端(L端)及高輸入端(H端)各測一次，取其影響較大者。圖7—26一種抗串模干擾方案的原理框圖(三)圖727中左面的儀器為標(biāo)準(zhǔn)電壓發(fā)生器，右面為被校驗(yàn)的數(shù)字電壓表，兩者均具雙層保護(hù)屏蔽，應(yīng)如何連接各、才是正確的?(四)圖728中有一不平衡電橋線路，a、c為不平衡電壓輸出端，電源U有一端接地，現(xiàn)用一具有雙層屏蔽的數(shù)字電壓表測量輸出電壓、G、E各端鈕應(yīng)如何連接(提示：允許配置輔助支路)。交流共模電壓源的頻率為(1177。圖中，模擬電路部分與內(nèi)屏蔽無電的連接，即對內(nèi)屏蔽是浮置的。大電流磁場在屏蔽線外皮中感應(yīng)的電流，將以屏蔽及地為回路而不流入測量儀器輸入端，但在外皮電阻上會形成一定的電壓降，由圖可見與是并聯(lián)的，其影響也可歸入中去。反之，則同時(shí)還產(chǎn)生差模干擾電動勢=。串模電壓源的頻率為(1177。但這降低了測量速度。在模擬濾波器的設(shè)計(jì)中，處理的是連續(xù)時(shí)間信號，因而采用拉氏變換的方法將求解微分方程的問題轉(zhuǎn)換為求解代數(shù)方程問題。但在積分器工作階段時(shí)鐘頻率不應(yīng)變化，所以與門1仍由控制電壓的“0”電平閉鎖著，與門1的輸出端A保持高電平，電容經(jīng)二極管充有約8V電壓，電容積累了一定的圖714模擬式鎖相頻率自動跟蹤法原理電荷量。反之，取得大，跟蹤雖快，但不精確，影響SMR值的提高。鑒相器實(shí)際上是脈寬比較器。 五、鎖相頻率跟蹤法 =0法可保證T≈k，但如前所述，產(chǎn)生了因177。若電網(wǎng)頻率波動使Ts產(chǎn)生177。方法之一是將工頻電壓精確地整形成方波，如果方波的周期TS與工頻周期T1完全相等，并用TS作采樣時(shí)間，則γ永遠(yuǎn)等于零，使SMR→。因此除非=，否則≠0 。為簡化討論，圖7—5中畫出了采樣起始點(diǎn)與工頻過零點(diǎn)同步的情況，雖然原理上即使不與過零點(diǎn)同步，只要T=k條件成立。為討論方便，先分析干擾電壓基波的影響(圖73)。因此，對于數(shù)字化儀表來說，首先要根據(jù)防護(hù)干擾的原則采取一系列的屏蔽及合理的接地措施，使串模干擾電壓降低到最小程度。由于的存在，測量結(jié)果被嚴(yán)重地歪曲了。但高頻成分一般比工頻干擾小，影響不大，必要時(shí)可用低通濾波器來抑制，但應(yīng)注意濾波器會帶來儀表響應(yīng)時(shí)間的增加。若取采樣周期T為20ms，與50Hz的工頻電壓正常周期相等，本可預(yù)期得到很好的抑制工頻電壓的作用，但電網(wǎng)頻率允許在2％范圍內(nèi)波動，使其周期也可能產(chǎn)生士2％的波動，導(dǎo)致SMR的急劇下降。圖中畫出了兩次采樣時(shí)間T`，每次采樣起始點(diǎn)與干擾電壓的過零點(diǎn)同步，一次與正向過零點(diǎn)同步，第二次與負(fù)向過零點(diǎn)同步。但即使γ≠0及1≠2，只需γ較小和2―1=Δ也較小，由于sin(πkγ)及亦因而很小，其積將更小，從而可望得到較高的SMR值。當(dāng)然，1也有可能相當(dāng)大，使公式中sin(πγ－1)這一項(xiàng)增大而降低SMR。若TS=20ms，采樣結(jié)束時(shí)計(jì)數(shù)器的示數(shù)為零，輸入數(shù)/模轉(zhuǎn)換器的數(shù)碼亦為零，后者不產(chǎn)生補(bǔ)償電壓ΔUR?！鱐通過數(shù)字式電壓發(fā)生器產(chǎn)生的控制。 另一種方法是逐步逼近法。比之前者在結(jié)構(gòu)上要簡單得多，效果也頗佳。 數(shù)字濾波技術(shù)應(yīng)用了較多的數(shù)學(xué)，本課程