【正文】 直徑時，要考慮導(dǎo)線的集膚效應(yīng) (指導(dǎo)線中流過交變電流時使導(dǎo)線橫截面上的電流分布不均，使導(dǎo)線的有效截面積減少，電阻增大 )，一般要求導(dǎo)線線徑小于兩倍穿透深度。 23 圖 42 M1— M4 驅(qū)動信號圖 工作狀態(tài)一：當 Ug1=Ug4=Um 且 Ug2=Ug3=0 時， M1 和 M4 導(dǎo)通， M2 和 M3 關(guān)斷。因此，在選擇開關(guān)頻率時一定要做好權(quán)衡。本文最終選取的 MOSFET 為 IRFP460，其主要參數(shù)為： 600DSVV? ， 20DIA? ， () onR ??， 19onT ns? ， 130offT ns? ； 參數(shù)滿足設(shè)計要求。逆變器在工作過程中，其主電路開關(guān)器件 IGBT 有 4 種工作狀態(tài)：開通、通態(tài)、關(guān)斷、斷態(tài)。 逆變電路功率開關(guān)管的選用 在設(shè)計逆變器電路時，應(yīng)該根據(jù)功率容量和工作頻率等指標要求，選取合適的功率開關(guān)管。輸出濾波電感的電流通 過 D2 和 M4 續(xù)流，儲能濾波電容放電，給負載提供能量，此時的等效電路圖如圖 44 所示： 圖 44 工作狀態(tài)二等效電路圖 工作狀態(tài)三：當 Ug1=Ug4=0 且 Ug2=Ug3=0 時， M1— M4 全部關(guān)斷。 本章小結(jié) 本章主要介紹了前級 DCDC 升壓，其中包括：推挽式升壓電路， PWM 波的生成和高頻變壓器的設(shè)計，推挽式升壓電路的優(yōu)點是電源在整個工作周期之內(nèi)都向負載提供功率輸出，因此，其輸出電流的響應(yīng)速度很高，電壓輸出特性好。這樣也有利于較少損耗和降低成本。電流密度 J 直接影響溫升，亦影響 weAA可表示為 ()xj w eJ K A A? 式中 fK 為電流比例系數(shù)； x 為常數(shù)，由所用鐵芯確定。高的電阻率則使得渦流小，鐵損小。 } 考慮到驅(qū)動開關(guān)管的頻率如果太低影響前級效率，頻率太高開關(guān)管的開關(guān)損耗將增大， 18 所以設(shè)定頻率為 TCNT1 和 OC1A 的初值即可改變輸出 PWM 波的頻率和占空比，配合下一章的輸出反饋采樣電路可以使系統(tǒng)的輸出電壓穩(wěn)定。圖 33 為 PWM 模式的時序圖。 ATmega128L 具有以下特點 :128KB 字節(jié)的在線編程 /應(yīng)用編程 (JTAG /ISP)Flash 程序存儲器， 512 字節(jié) EZPROM， 1K字節(jié) SRAM， 32 個通用工作 寄存器， 48 個通用 I/O 口，兩個具有獨立的預(yù)分頻器和比較器功能的 8 位定時器 /計數(shù)器，兩個具有預(yù)分頻器、比較功能和捕捉功能的 16 位定時器 /計數(shù)器具有獨立預(yù)分頻器的實時時鐘計數(shù)器，兩路 8 位 PWM， 6 路分辨率可編程（ 2 到 16 位）的 PWM， 8 路 10 位 ADC， 具有獨立片內(nèi)振蕩器的可編程看門狗定時器， 100000 次寫 / 擦除壽命周期。基于安全的角度出發(fā)，本方案選用超快恢 復(fù)型二極管 RHRP15120，其反向耐壓為 1200V，正向平均電流 15A，反向恢復(fù)時間 65nS，滿足設(shè)計要求。 DCDC 推挽主電路參數(shù)的計算 功率開關(guān)管的選擇 推挽式變換器是 開關(guān)電源最經(jīng)典的拓撲結(jié)構(gòu)之一，然而輸出功率大幅增加時，就會因為兩個開關(guān)管的存儲時間和導(dǎo)通壓降不一樣而導(dǎo)致磁通不平衡，如此工作幾個周期之后變壓器磁芯將偏離磁滯回線進入飽和區(qū)，處在飽和區(qū)的磁芯不能承受電壓，當相應(yīng)的開關(guān)管再次導(dǎo)通時，開關(guān)管將承受很大的電流而導(dǎo)致開關(guān)管損壞。 圖 211 單極性 SPWM 控制示意圖 本章小結(jié) 本章首先對低頻鏈和高頻鏈逆變構(gòu)架方案進行詳細的分析與比較，確定高頻鏈逆變系統(tǒng)更符合本設(shè)計的要求；再接著分析高頻鏈逆變器硬件構(gòu)架中各種組合方案的優(yōu)缺點，得到的結(jié)論是：前級 DCDC 變換器采用推挽式升壓結(jié)構(gòu)，后級 DCAC 逆變器采用全橋拓撲結(jié)構(gòu)的單向電壓源高頻 鏈逆變器具有結(jié)構(gòu)簡單、重量輕、體積小等優(yōu)點；最后介紹了幾種SPWM 生成原理及控制方式，并采用單極性控制方式。根據(jù) PWM 的基本原理知 12SS? ，可得： ( 1 ) ( 1 )[ c o s c o s ] [ c o s c o s ]2k M k k M k kN N f N N? ? ? ?? ????? ? ? ? SPWM 的控制方式 隨著逆變器控制技水的發(fā)展．電壓型逆變器出現(xiàn)了多種的變壓、變頻控制方法。 SPWM 波的實現(xiàn)方法 SPWM 控制脈沖可以通過模擬法和軟件法兩種方法實現(xiàn)。若采用半橋式結(jié)構(gòu)，要使逆變器輸出 220V交流電，需要的輸入電壓為 760V，這個電壓是由前級 DCDC 變換器來提供的，這就使得前級高頻逆變器要有很高的匝數(shù)比，在輸出功率一樣的時候，變壓器初級的輸入電流是全橋式逆變器的兩倍。 全橋式變換器 全橋式 DCDC 變換器的電路結(jié)構(gòu)圖如圖 27 所示： 圖 27 全橋式 DCDC 變換器 全橋式變換器最大的優(yōu)點是，對四個開關(guān)管的耐壓要求比推挽式變換器對兩個開關(guān)管的耐壓要求低一半。 單向電壓源高頻鏈逆變器實現(xiàn)方案 通過上一小節(jié)的分析得知單向高頻鏈逆變器主要由 DCDC 變換器和 DCAC 變換器組成，而這兩個變換器又各自有多種電路拓撲結(jié)構(gòu)，本節(jié)將分析各種組成方案的優(yōu)缺點。其中輸入級的四個功率管組成橋式逆變器，用于調(diào)制輸入電壓，使其變成不含調(diào)制波頻率的雙極性 SPWM波，經(jīng)過高頻變壓器進行隔離、升壓，再經(jīng)過后級整流濾波，實現(xiàn) DCAC。使得高頻逆變電源也可以應(yīng)用在汽車，航天等對電源的體積和重量有嚴格要求的領(lǐng)域。 低頻鏈逆變系統(tǒng) 低頻鏈逆變器的電路結(jié)構(gòu)框圖如圖 21 所示： 圖 21 低頻鏈逆變器的電路結(jié)構(gòu)框圖 從圖中可以看出，低頻鏈逆變器的功率變換方式為 DC→LFAC ，電路由直流電源、輸出濾波器、工 頻逆變器、功率變壓器和輸出濾波器等組成。本章介紹了推挽電路的工作原理，并對電路主要器件參數(shù)進行計算，同時根據(jù)設(shè)計指標對輸出濾波器和高頻變壓器進行設(shè)計。而SPWM 控制器既可以采用模擬電路來實現(xiàn)，也可以采用數(shù)字電路實現(xiàn)。 驅(qū)動損耗是由功率開關(guān)管的控制極特性所決定的，而開關(guān)損耗是由功率開關(guān)管的換工作方式?jīng)Q定的。此外，在控制上，通常是采用單一的輸出電壓有效值或者平均值反饋的 SPWM 控制技術(shù)。靜止逆變器與旋轉(zhuǎn)變流機相比較，其電氣性能優(yōu)良、高效節(jié)能、可靠性高、重量輕和體積小。實驗結(jié)果表明，本電源基本達到了設(shè)計指標的要求。隨著電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，正弦波輸出變壓變頻電源已被廣泛應(yīng)用在各個領(lǐng)域中，與此同時對變壓變頻電源的輸出電壓波形質(zhì)量也提出了越來越高的要求。應(yīng)用模擬電路控制逆變電源的技術(shù)已經(jīng)發(fā)展多年，但是它仍存在著諸如電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜、抗干擾能力弱和調(diào)試困難等缺點。 TDS2285。逆變電源的發(fā)展和電力電子器件尤其是功率開關(guān)器件的發(fā)展是密不可分的，器件的發(fā)展推動著逆變電源技術(shù)的發(fā)展。在這 2 個時期，各種小型化和高性能的新逆變技術(shù)層出不窮，特別是脈寬調(diào)制 SPWM 波形改善技術(shù)得到了飛速發(fā)展 [4]。由于軟開關(guān)技術(shù)克服了 硬開關(guān)技術(shù)損耗隨頻率提高而增加的缺點，因此可以使得逆變電源采用更高的頻率，實現(xiàn)了整個裝置的小型化、輕量化 [5]。數(shù)字控制具有硬件電路結(jié)構(gòu)簡單、抗干擾能力強、可靠性高的優(yōu)點；控制策略的改變只需通過改寫軟件來實現(xiàn)，控制靈活，調(diào)試、維護方便 [5]。 第六章主要是對本次設(shè)計的總結(jié)和設(shè)計存在的問題以及改進的方法。若采用雙極性 SPWM 調(diào)制法驅(qū)動的話，則每組的功率開關(guān)管同時導(dǎo)通或關(guān)斷，兩組功率開關(guān)管輪流變換狀態(tài)，驅(qū)動每一組開關(guān)管導(dǎo)通的信號的脈寬是隨著正弦波變化的脈沖波，即SPWM 波。 1)單向電壓源高頻鏈逆變器 圖 23 給出了單向電壓源高頻鏈逆變器的電路結(jié)構(gòu)。 通過上面對兩種逆變方案的分析和對比可以看出，每種設(shè)計方案都有其各自的應(yīng)用場合。推挽式變換器的兩個開關(guān)器件有一個公共接地端，因此驅(qū)動電路簡單，另外，推挽式變換器是所有開關(guān)電源中電壓利用率最高的開關(guān)電源，它在輸入電壓很低的情況下，仍能維持很大的功率輸出，它的主要缺點是兩個開關(guān)器件需要很高的耐壓，其耐壓必須大于工作電壓的兩倍，因此，在高輸入電壓的情況下，很少使用這種電路拓撲結(jié)構(gòu)。 經(jīng)過上述對 DCDC 變換器的三種電路拓撲結(jié)構(gòu)的對比和分析，可以看出半橋式和全橋式變換器更適合應(yīng)用在高電壓輸入得場合，而本設(shè)計的輸入電壓為 30V~50V(實際輸入 48V)直流電，所以本設(shè)計選擇推挽式拓撲結(jié)構(gòu)。至此，整個逆變系統(tǒng)的硬件設(shè)計方案已經(jīng)確 定：前級 DCDC 變換器采用推挽式電路，后級 DCAC 逆變器采用全橋式拓撲結(jié)構(gòu)。經(jīng)過理論分析后知自然采樣法和直接等效法相對于規(guī)則采樣法來說諧波較小，而又因為自然采 樣法的實現(xiàn)需要花費單片機大量的時間來運算及占用大量的內(nèi)存。 1)雙極性 SPWM 調(diào)制 在雙極性控制方式中，載波（三角波）在調(diào)制波半個周期內(nèi)是在正負兩個方向變化，所得到的 PWM 波形也正負兩個在方向變化，圖 210 為雙極性 PWM 調(diào)制。電路中接有儲能濾波電容 C，儲能濾波電容會對輸出電壓的脈動電壓起到平滑的作用，因此，輸出電壓 Uo 不會出現(xiàn)很高幅度的電壓反沖，其輸出電壓的峰值 Up 就可以認為是半波平均值 Upa，其值略大于正激輸出 nUi， n 為變壓器次級線圈 N3 繞組與初級線圈 N1 繞組或 N2 繞組的匝數(shù)比。 1)額定電壓 由電路工作原理可知 :功率開關(guān)管的最大應(yīng)力為 2Vin，考慮到輸入電壓為 30V~50V（實際使用電壓 40V)，由推挽電路的工作原理可以知道， MOSFET 管兩端承受的最大電壓為兩倍的輸入電壓 40=60V，考慮到分布電感引起的電壓尖峰及可靠性設(shè)計，選用 80V耐壓的 MOSFET 開關(guān)管。 輸出電容 Co 的容量和輸出電壓紋波并沒有直接的關(guān)系，紋波的大小是由輸出電容的ESR（等效串聯(lián)電阻 Ro）來決定的，假設(shè)紋波電壓峰 — 峰值為 Vr，則它們的關(guān)系為： 0rV RdI? 式中， dI 是所選的 電感電流紋波的峰 — 峰值。 T/C1 有多種工作模式，其中相位可調(diào)的 PWM 模式可以產(chǎn)生高精度相位可調(diào)的 PWM 波形。 TCCR2=0X79。高頻變壓器的工作頻率比一般的工頻電力變壓器要高，達幾十 KHz 甚至更高，因此其設(shè)計有自身的特點。 磁芯幾何尺寸的確定 設(shè)變壓器原、副邊匝數(shù)分別為 Np 和 sN ，原邊輸入電壓為 1V ，由法拉第電磁感應(yīng)定律，有： 1 f s p w eV K f N B A? 式中： sf 為開關(guān)工作頻率（ Hz）， wB 工作磁通密度， pN 原邊繞組， eA 磁芯有效面積，fK 為波形系數(shù)，有效值與平均值之比（方波時為 4，正弦波時為 ）整理得 1pf s w eVN K f B A? 磁芯窗口面積 wA 乘上使用系數(shù) 0K 為有效面積，該有效面積為原邊繞組 pN 占據(jù)的窗口面積與副邊繞組 sN 占據(jù)的窗口面積 ssNA之和，即 0w p p s sA K N A N A?? 19 式中： 0K 為窗口使用系數(shù)（ 0 1K? ） 。當 20 輸出是整流橋時 k=1，當輸出接推挽電路時 2 2k ? 由于本文前段采用推挽結(jié)構(gòu)，輸出采用全橋整流因此 1 2k? ， 2 1k? ；設(shè)變壓器效率為 90%，即 η=，得 102 2( ) 1 5 0 ( 1 ) 3 6 6 . 50 . 9T kP P k?? ? ? ? ? ? 采用 EE 型磁芯，查表磁芯結(jié)構(gòu)常數(shù)表可得，容許溫升 25℃ 時， jK =323， X=，用高頻鐵氧體材料 R2KBD，其飽和磁通約為 B=5100G，考慮高溫飽和磁密會下降，同時防止合閘瞬間高頻變壓器進入飽和取 / 3 170 0w s sB B G??。 mB 的單位是 T， S 的單位是 2cm 。 22 第四章 逆變器后級 DC/AC單相全橋逆變 DCAC 主電路結(jié)構(gòu)分析 逆變器后級 DCAC 主電路主要由逆變橋、開關(guān)管吸收緩沖電路和輸出濾波器構(gòu)成，其原理簡圖如圖 41 所示： 圖 41 DCAC 逆變電路簡圖 圖中由 M1— M4 四個開關(guān)管組成逆變橋，它們在單極性 SPWM 控制下工作。后級 DCAC 開關(guān)頻率的選擇對于逆變器來說極其重要。 MOSFET 的選取最主要考慮的是它的耐壓和所能承受的最大電流。 吸收緩沖電路主要分為三種類型 [15]： RC 型、 RCD 型和 C 型三種，如圖 46 所示： （ a） RC 吸收電路（ b） RCD 吸收電路（ c） C 吸收電路 圖 46 H 橋吸收緩沖電路 在設(shè)計電路時，應(yīng)該根據(jù)它們的特點選擇合適的方案，表 41 為三種吸收緩沖電路的特點對比： 表 41 三種吸收緩沖電路比較 電路類型 RC 型吸收 緩沖電路 RCD 型吸收 緩沖電路 C 型吸收 緩沖電路 特點 結(jié)構(gòu)簡單、雙向吸收、易造成過沖電壓、會引起漏極電流升高 克服過沖電壓過高 、過電壓抑制效果較好、可現(xiàn)實軟關(guān)斷、會引起漏極電流升高 僅需一個電容跨接與橋臂兩端、成本低、易產(chǎn)生振蕩、會引起漏極電流升高 適用范圍 小容量、低頻率裝置 中小容量、低頻率裝置 中等容量裝置 由上表可以看出， RCD 型吸收緩沖電路性