【正文】 () 022221 ??iVirVVS () 021121 ??iVirVVS () 012212 ??iVirVVS () 31 反射系數(shù)與 S 參數(shù)的關(guān)系 [ S ]( Z )V sZ sZ ls?in? out?L? 圖 B2 反射系數(shù)示意圖 s? 為源端的反射系數(shù)， in? 為輸入端的反射系數(shù)， out? 為輸出端的反射系數(shù)， L? 為負載的反射系數(shù)。在系統(tǒng)輸入端加入一個有噪系統(tǒng)時，電路的輸入噪聲可以 等效為： ? ?BTTkN eaa llin ??, () 系統(tǒng)在輸出端的噪聲功率為： ? ? peapa llina llout GTTkGNN ????? , () 根據(jù)噪聲系數(shù)的定義，有： ? ?? ? ? ?inepeinipinioi TTGTTkPG BkTPSN RSN RF ?????? 1/ / () 又可以知道： ? ? ine TFT 1?? () 30 附錄 B S 參 數(shù)與反射系數(shù) 雙端口網(wǎng)絡(luò) S 參數(shù) S 參數(shù)是用來描述一個網(wǎng)絡(luò)特性的端口參數(shù)，射頻和微波電路中通常使用 S 參數(shù)來描述一個電路的特性。對于任何一 個線性網(wǎng)絡(luò)，網(wǎng)絡(luò)中的噪聲是白噪聲，則可以用處于網(wǎng)絡(luò)輸入端、溫度為 Te 的電阻所產(chǎn)生的熱噪聲源來替代，從而把網(wǎng)絡(luò)看作是無噪網(wǎng)絡(luò)。 在本文的研究中只對射頻接受端低噪聲放大器進行了噪聲和線性度的分析和實現(xiàn)。其中單端低噪聲放大器實現(xiàn)了低電壓、低功耗、低噪聲、高線性度的設(shè)計。在本文中主要使用了三個設(shè)計理論。在電路的設(shè)計過程中將理論推導(dǎo)和實際應(yīng)用相結(jié)合，最終得到了一個低噪聲、高線性度的電路。 電路級仿真和后模擬仿真總結(jié) 表 32 電路仿真與 后模擬的仿真結(jié)果比較 參數(shù) 電路級仿真 后模擬仿真 S11(dB) S12(dB) S22(dB) 24 S2 Gain(dB) 14 NF(dB) Fmin(dB) 1dB(dBm) IIP3(dBm) 從表 32 的結(jié)果比較可以得到一個更符合現(xiàn)實的仿真結(jié)果。版圖面積約為400um*500um。版圖的設(shè)計必須滿足工藝庫的設(shè)計規(guī)則要求，需要進行 DRC，即設(shè)計規(guī)則檢查。最后選定的電路的噪聲和增益都比 550mV 偏置電壓下的電路好。從電路的噪聲曲線可以知道，在本文研究的 頻率點處，電路的噪聲達到最低，噪聲達到最低的頻率點又是輸入匹配到最好的點，這就說明了本文的電路結(jié)構(gòu)實現(xiàn)了噪聲和輸入同時匹配的技術(shù)要求。 表 31 550mV、 580mV、 600mV 的 電路仿真結(jié)果 參數(shù) 550mV 580mV 600mV S11(dB) S12(dB) S22(dB) S2 Gain(dB) NF(dB) Fmin(dB) 1dB(dBm) IIP3(dBm) 工作電壓 (V) 1 1 1 功耗 (mW) 單端電路的電路級仿真 通過上述的實驗，可以知道，在本文使用來的技術(shù)中，增益和線性度成為了最主要的矛盾。 圖 311 是一個用于仿真 PMOS 最佳偏置電壓的仿真電路圖。但是從三階交調(diào)或者 1dB壓縮點的表達式，可以看到線性度和31aa 有關(guān)。該電路中使用了 1V 的電源電壓。該 電路的工作電壓為 ，消耗的功率為 。然后再調(diào)節(jié) Lg 以達到最佳匹配。 差分 cascode 電路 差分電路的設(shè)計 在射頻集成電路的設(shè)計中，只能選擇額定參數(shù)的元器件，這為電路的設(shè)計帶來了很多不必要的麻煩。如果接收機所處的環(huán)境的信號強度在不同的時間或者不同的地點相差一個較大的量，則需要一個可控增益的低噪聲放大器。另外，混沌也用于擴頻通信中，也是利用混沌的寬帶類噪聲特性和它的初值敏感性，可以產(chǎn)生大量的具有良好偽隨機性的混沌擴頻序列來代替?zhèn)鹘y(tǒng)的 m 序列。 (3)混沌具有標(biāo)度不變性，它是一種無周期的有序，在由分岔導(dǎo)致混沌的過程中，遵循費根包姆常數(shù)系，這一常數(shù)是倍周期分岔走向混沌的普適性數(shù)值特征。 這個定義明確了三件事，即混沌的不可預(yù)測性、不可分解性及存在約束不規(guī)則 運動的多種規(guī)則性。 李天巖與約克在“周期 3 意味著混沌” [11]一文中提出了混沌的一種數(shù)學(xué)定義，即LiYorke 定義，如下： 設(shè)連續(xù)的自映射： I → I ∈ R， I 是 R中的一個子空間，如果存在不可數(shù)的集合 S ∈ I ，滿足下列條件： (1) S 不包含周期點； (2) 任給 ， 則有 ? ? ? ?12lim s u p 0ppp f x f x?? ?? ? ? ? ?12lim in f 0ppp f x f x?? ?? 1 2 1 2,(x x S x x?? ） 7 (3)對任意 及 f 的任意周期點 P∈ I ，有： ? ? ? ?1lim s u p 0ppp f x f q?? ?? 則稱 f 在 S 上是混沌的。但發(fā)射機卻是無線通信系統(tǒng)中功耗最大的，因為必須把信號以一定的能量通過天線輻射出去。超外差式接收機盡管有比較好的接收性能，但需要片外濾波器以抑制鏡像頻率，增加了設(shè)備復(fù)雜性以及成本。國內(nèi)通信行業(yè)也對 UWB 無線通信技術(shù)給予了極大的投入與關(guān)注。由 IEEE 工作組主持召開的標(biāo)準(zhǔn)大討論會議上對 UWB 技術(shù)進行投票選舉其標(biāo)準(zhǔn)， MBOA 獲得 60%的支持， DSUWB 獲取 40%的支持，兩者都沒有達到成為標(biāo)準(zhǔn)必須達到 75%選票的要求。處理增益是 UWB 系統(tǒng)的一個重要特性，處理增益 G 也稱擴頻增益 (SpreadingGain)，它定義為頻帶帶寬（擴頻技術(shù)占用 的總帶寬）與傳輸數(shù)據(jù)所需要的最小帶寬之比 .對于 UWB 通信系統(tǒng)，它的處理增益可以表示為：處理增益 (dB)=10log(1/占空比 )+10log（脈沖重復(fù)速率 /信息傳輸速率）其中，占空比 (duty cycle)=脈沖持續(xù)時間 (dutation)/脈沖重復(fù)周期，脈沖重復(fù)速率的單位為脈沖 /秒 (pulses/s)，信息傳輸速率的單位為比特 /秒 (bit/s )，所以，脈沖重復(fù)速率 /信息傳輸速率的單位為脈沖 /比特 (pulse/bit)。同時它是基于共用頻段的思想，能夠與其它現(xiàn)存的傳統(tǒng)無線技術(shù)共享頻帶，也為解決日趨緊張的頻譜資源難題提供了新的解決方案，因此被人們所廣泛關(guān)注。第三種 UWB 技術(shù)是基于正交頻分復(fù)用技術(shù)的 UWB 體系，稱之為多頻帶正交頻分復(fù)用超寬帶 (MBOFDM UWB)，該方案由美國 Intel 公司和美國德州儀器 (TI)公司為首的多帶 OFDM 聯(lián)盟 (MBOA，MultiBand OFDM Alliance)所提出。 超寬帶技術(shù)的發(fā)展與現(xiàn)狀 (1) UWB 技術(shù)在國外發(fā)展及現(xiàn)狀 美國聯(lián)邦通訊委員 (FCC)會解除了 UWB 傳輸在某些方面的限制。 MBOA 方案的這類通信系統(tǒng)采用 OFDM 技術(shù)，雖然符合 FCC 對超寬帶系統(tǒng)的定義，但由于其接近常規(guī)的正弦系統(tǒng)，己經(jīng)超出了沖激無線電的范疇。海爾科技有限公司、創(chuàng)維集團、海信集團有限公司、中興通訊股份有 限公司等國內(nèi)著名企業(yè)也對 UWB 產(chǎn)生了濃厚的興趣，并與國際企業(yè)合作積極參與 UWB 技術(shù)的研發(fā)和商品化推廣。低中頻收發(fā)機結(jié)構(gòu)性能和特點介于超外差式和零中頻之間 。在發(fā)射端，數(shù)據(jù)信號通過數(shù) 字信號處理器（ Digital Signal Processing， DSP）處理，經(jīng)由數(shù)模變換器轉(zhuǎn)換為模擬中頻信號，再經(jīng)由上混頻器與本振信號混頻，本振信號由頻率合成器產(chǎn)生，上混頻后的信號通過相應(yīng)的濾波器形成超寬帶射頻信號。 還有一種定義是基于對初始條件的敏感依賴性而定義的 [12][13]： 設(shè) f (x)是 [1， 1]上的連續(xù)映射，如果存在集合 Y ∈ [?1,1]（ Y 具有正的勒貝格測度）和實數(shù) ε 0，使得對于每個 x∈ Y 和 x的 每個領(lǐng)域 U ，存在著一個 y∈ U 和 n ≥ 0使： | f (x) ? f ( y) |ε 則稱 f 具有敏感依賴性。所謂的 (3)的意思是說混沌行為具有稠密的周期軌道，其運動最終要落在混沌吸引子中，使其呈現(xiàn)出多種看似混亂無序卻又具有規(guī)則的自相似圖像。 正是由于混沌的上述特征，使得混沌在通信保密安全性方面有著極佳性能。為了在滿足低噪聲的 12 前提下，實現(xiàn)高線性度，本章將會提出一個技術(shù)來提高電路的線性特性。 工藝庫的元器件 在集成電路的設(shè)計中，特別是射頻電路的設(shè)計中，電路中使用的元器件都是有很多特定的 要求的。 13 baisv1baisv 1baisv?inv ?inv?outv ?outvM 1M 2M 3 M 4M 5 M 61sL 2sL1gL 2gL 圖 31 共源級電路交叉結(jié)構(gòu) 為了分析這個電路在器件參數(shù)選擇上帶來的好處，將圖 31 簡化為圖 32。 圖 33 本文使用的差分結(jié)構(gòu) 差分電路的電路級仿真 使用 Cadence Spectre RF 工具仿真結(jié)果如下。 共源共柵電路結(jié)構(gòu)是一個得到了廣泛應(yīng)用的電路結(jié)構(gòu)。傳統(tǒng)的共源共柵電路將不能滿足這樣的設(shè)計要求。在這里 1a 是 一階頻率項（ ）， 3 a 是三階頻率項（ ）。為了簡化電路結(jié)構(gòu)， PMOS 的偏置電壓取 1V。 20 圖 313 單端電路 S 參數(shù)仿真 電路的性能仿真是在 Cadence 環(huán)境下應(yīng)用 SpectreRF 仿真器得到的。 71mV） 圖 316 單端電路三階交調(diào)點（ 即輸入電壓 為 177。 ， 40dBm的輸入電壓范 22 圍約為 177。本文的單端電路的版圖截圖如圖317。圖 319 是本文的單端電路的后模擬仿真電路圖。從后模擬的仿真結(jié)果可以知道，電路的指標(biāo)仍然很高，滿足設(shè)計要求。電路的中心頻率偏移了 40MHz，偏移量較小。第二，為了實現(xiàn)低電壓的設(shè)計要求又使用了一種折疊式的設(shè)計方案，大大的降低了電路的工作電壓。通過反復(fù)地調(diào)節(jié)電路參數(shù)，得出了一個和理論結(jié)果相近的仿真結(jié)果。這是本文的不足。 含 有 噪 聲 的二 端 口 網(wǎng) 絡(luò)R s 0?aT0?iN NR不 含 噪 聲 的二 端 口 網(wǎng) 絡(luò)R s eT NR( a )( b )圖 A2 等效噪聲等效溫度 圖中，源內(nèi)阻為 Rs，與放大器輸入阻抗匹配，其對應(yīng)的噪聲溫度 Ta=0，因此網(wǎng)絡(luò)外部輸入噪聲 Ni=0。 一個低噪聲放大器是一個兩個端口網(wǎng)絡(luò)，必須使用 4 個 S 參數(shù)來描述入射波和反射波之間的關(guān)系，即輸入端口和輸出端口的反射系數(shù) S1 S22，輸入口向輸出口的正向傳輸S21 以及輸出口向輸入口的反向傳輸，如圖 B1 所示。輸入反射系數(shù)和負載反射系數(shù)為 0 時，說明信號得到最大化的能量傳輸。 121122211 ???? SSSS () 12121122222211 ??????SS SSk () 33 附錄 C 電感源極負反饋共源電路噪聲推導(dǎo) V n sR s sZ inZ2ngi gg gsC+gsv gsm vg 2ndi ou tisL 圖 C1 源極負反饋小信號模型圖 在本附錄中，將會推導(dǎo)源極電感負反饋的噪聲特性。%工藝參數(shù) α gamma=。%柵極噪聲電流和溝道噪聲電流相關(guān)系數(shù) Vcc=。%輸入品質(zhì)因素 Zopt=sqrt(alpha^2*delta/5/gamma/(1c^2))./w./Cgs/(alpha^2*delta/5/gamma/(1c^2)+(1+alpha*c*sqrt(delta/5/gamma))^2)。 Id=pow/Vcc。 Fmin_(k,:)=Fmin。,Qin,F_(4,:),39。ylabel(39。g39。)。,W,F_(3,:),39。W39。b39。xlabel(39。,W,Vod_(2,:),39。)。r39。black39。 subplot(2,3,6),plot(W,Qin)。nchezSinencio. A Noise Reduction and Linearity Improvement Technique for a Differential Cascode LNA [J].IEEE,20xx,43(3). [7] TrungKien Nguyen, ChungHwan Kim, GookJu Ihm, MoonSu Yang, and SangGug Lee. CMOS LowNoise Amplifier Design Optimization Techniques [J].IEEE,20xx,52(5). [8] Jarkko Juss