【正文】 對 θT 進行求導得： 0c s c)ta n(11 12z12z ????? ?? RR (311) 因此總的電學長度取得極值的條件為： 2z1 )(a rc ta n ?? ?? R (312) λg/2型 SIR總 的電長度如圖 。在雙頻濾波器的設計中，首先確定所要設計的兩中心頻率，得出兩頻率之比 f2/f1，然后選取 Rz的取值，從 圖 (a)中 得出 u的值，再由 圖 (b)．得到的值 t? ，進而推出 1? 、 2? 的值，諧振器的電學參數得到初步的確定。仿真時選用介電常數為 ，介質層厚度為，損耗角正切為 Rogers R03010，利用計算公式得到電路中微帶線的初值，然后在仿真軟件中優(yōu)化調整使得濾波器的兩個諧振頻率點分別位于 ，從而得到諧振器的各參數為： WI=， W2=， W3=， Ll=9mm， L2=； 對于兩級耦合諧振帶通濾波器，諧振器間的耦合系數由下式確定： ? ? ? ? ? ?nnnn ggF B Wk2112? （ 51） 圖 (a)和 (b)分別是在 ，以距 離 S1作為參數，距離 S2與耦合系數 k12的關 系曲線。仿真得到在，使得兩個通帶間具有很好的隔離。因此可嘗試用錐形線 SLR結構諧振器，以減小阻抗結合處的非連續(xù)性問題。 感謝我的 *****時間里對我的支持，她們在生活上給我提供了很大的幫助。SONS， 2020 [3] 管雪輝，無線通信微波雙頻濾波器的設計， 2020， 3435 [4] ， RF and Microwave Wireless Systems， New York： John Wileyamp。 3． 進一步分析階梯阻抗諧振器的特性，提出兩通帶帶寬可分別控制的，結構更緊密、更適合雙頻濾波器設計的諧振器結構。 表 兩種濾波器結果的比較： 本章采用 λg/2型 SIR設 計了三種用于無線局域網，頻點位置和頻帶帶寬均可控的雙頻帶 通濾波器，頻點位置通過調節(jié)阻抗比 RZ和 u值控制，帶寬取決于諧振器之間的耦合，而耦合特性可以通過改變諧振器間的距離來調節(jié)，因此雙頻段濾波器的帶寬在一定的范圍內可調節(jié)。此時，由式 ()計算得濾波器兩個頻段的耦合系數 (k12)l和 (k12)2分別為 ，由圖 (a)和 (b)，可初步確定諧振器間的耦合間距 S1=lmm， S2=， 用 HFSS建立模型，模型如圖 ： 圖 設計一雙頻帶通濾波器的 HFSS模型 圖 抽頭位置 t對濾波器的性能影響 電路的各參數確定后，經過仿真優(yōu)化確定濾波器的輸入輸出抽頭位置， 圖 抽頭位置 t值的變化對濾波器性能的影響。 Makimoto M和 Yamashita S于 1980年提出了應用 SIR諧振器構成微波帶通濾波電路的想法，通過調節(jié)耦合線段與非耦合線段的阻抗比 ，以控制寄生通帶在頻率軸上的位置。同時， RZ取得越小，總的電長度越小。 10 圖 微帶線 λg/2型 SIR 基本結構 為了設計簡單，設 ??? ?? 21 可通過采用較小的 zR 值來縮短 SIR諧 振器的電長度，即采用圖(a)所 示的結構。 圖 λg/2型 SIR的一些結構變化 （ a）直線型 （ b）發(fā)夾型 （ c）環(huán)型 （ d）具有內部耦合的發(fā)夾型 （ e）具 有內部耦合的環(huán)型 圖 λg/2型 SIR的幾種典型的不同結構。173。 (a) λg/4 型 (b) λg/2 型 (c) λg型 所以需要定義阻帶抑制參數 ，在實際情況中，為了使阻帶抑制與矩形系數建立聯(lián)系，定義阻帶抑 制為 60dB。然而，這在實際應用中，我們是沒有辦法消除濾波器固有損耗的。而對于雙頻段諧振器，需要同時考慮諧振器的基頻和第一雜散頻率。 在圖 中， LAr 是 “ 通帶內的最大衰減 ” 值； ω1180。后濾波器的衰減為無限大，故稱之為“阻帶”。 濾波器的特性用其頻率響應來描述，我們按其特性的不同，可分為低通濾波器 (LPF)、 高通濾波器 (HPF)、帶通濾波器 (BPF)、帶阻濾波器 (BEF)和全通濾波器 (APF)。 階梯阻抗雙頻段濾波器即利用耦合諧振濾波器的寄生通帶來實現雙頻濾波器，其在雙頻段濾波器設計中的應用一直就受到重視 [7][8]。因此通信設備中雙頻段濾波器已經成為微波頻段的無線通信設備中的重要元件 [3]。 為了充分利用現有的頻譜和基礎設備資源，在通信系統(tǒng)中設置能同時工作的多個通信頻段，有效途徑之一就是研究和開發(fā)高性能的雙頻段微波濾波器。文中介紹并分析了階梯阻抗諧振器 (Stepped． Impedance． Resonators， SIR)的結構和特性，著重闡述了半波長階梯阻抗諧振器的基本特性，并分析了這種結構諧振器的優(yōu)越性及其實現雙頻的原理。近年來，相比與其它領域，移動通訊技術得到了飛速發(fā)展，不但增大了射頻濾波器的需求，同時也對其提出了更高的要求 —— 高性能、小型化、輕型化、低成本。因此，對雙頻帶濾波器的研究具有重要的意義和實用價值。國內對于雙頻段通信系統(tǒng)研究和應用也一直非常重視，但對雙頻段濾波器設計理論研究，特別是在 應用研究與開發(fā)上，國內還處在起步階段，與歐美同等國相比仍有一定差距。然而具有這樣理想特性的濾波器是不存在的，濾波器的設計目標是：在盡可能允許的范圍內近似的達到理想濾波器的要求，它對所有要求的通帶頻率范圍內的信號提供盡可能的傳輸，而對通帶外的頻率信號盡可能的抑制 [9]。圖中縱坐標表示衰減，橫坐標為角頻率。然而實現這種理想頻率響應濾波器需要無數多個元件，這在實際中是不可能辦到的。 以上為阻帶， LAs 是阻帶內指定頻率點 ω1180。 利用仿真軟件求出相鄰諧振器對應的耦合系數，然后采用曲線擬合的方式求出耦合間距的大小，通過 HFSS仿真軟件，提取得到諧振器間的耦合系數。 (4)頻帶帶寬：對于帶通濾波器，定義為濾波電路的通帶內達到 10dB衰減對應的高端截止頻率和低端截止頻率的差值。功率損耗通常被定義為是外接負載上的和濾 波器本身的功率損耗之和，有載品質因數 QLD即以此來定義，表示為： EFLD Q111 ?? (211) 式中， QF濾波器的固有品質因數， QE為濾 波器的外界品質因數。 開路面 173。173。圖 (e)是圖 (d）的 改進結構，為進一步微型化，間距因素被明顯地擴大了。設基本諧振頻率和雜散諧振頻率分別為 f0、 fs fs fs3，相 應的 θ分別為 θ0、 θs θs θs3。根據式 （ 32） ， λg/2型 SIR的諧 振條件為： 0tantan 21 ?? ??ZR ? ?1ff ? (313) 0tantan 12 ?? ?? ZR ? ?2ff ? (314) 式子 （ 313）、（ 314） 中 f1和 f2分 別為諧振器的基頻和第一雜散響應頻率， SIR諧振器可采用等電長度（ 21 ??? ）或非等電長度（ 21 ??? ）兩種形式，為了增加設計的靈活性，在本文的設計中，我們采用非等電長度，令 ? ?212 / ??? ??u ， ? ?212 ??? ??t ，由式 （ 313） 、 （ 314） 可得： ? ? 02tan21tan 21 ????????????? ?? ?? uuR Z ? ?1ff ? (315) ? ? 021tan2tan 1 ??????? ???????? ?? uRu Zt ? ?2ff ? (316) 由式 (315)和 (316)可知， u和 Rz的 值一旦確定，濾波器所對應的的頻率 f1和 f2便可確定。本章中的雙頻帶通濾波器均無需外加輸入輸出匹配電路，在結構上更小巧緊湊。 變形后的 SIR雙頻帶通濾波器的設計與仿真 將圖 中的諧振器 2 放入諧振器 1 中，所設計的雙頻帶通濾波器結構如圖所示，圖中，設計一種兩中心頻率分別為 和 的雙頻帶通濾波器，諧振器 1 與諧振器 2 通過兩段低阻抗線耦合，其耦合系數由 S1 和 S2 調節(jié)。 第五章 總結與展望 總結 本文以無線通信中的雙頻帶通濾波器為研究對象，在如何用階梯阻抗諧振器實現雙頻段濾波器的設計理 論方面進行了一些探索性的工作。感謝韓老師在課題研究中對自己的不斷指導和教誨，特別是本課題的所有工作都是在韓老師的悉心指導