【正文】 ）/2根據(jù)KCL定理寫出各節(jié)點的電流，對于Voc點有：　 ?。ǎτ赩1點有：　　　（）把（）式與（）式相加可得到：?。ǎ┕视校骸　　　　　　　　　。ǎ┌焉鲜酱胧剑ǎ┛汕蟮茫骸　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　。ǎ┥鲜降姆肿邮莝的二階函數(shù)，因此該電路存在兩個零點：一個零點位于s的右半平面，而另一個零點位于s的左半平面，且在s的右半平面的零點頻率遠大于在s左半平面的零點頻率。而式（）的分母為s的二階函數(shù)，因此該電路存在兩個極點，其值分別為：ωp1=－1/RSCi　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　?。ǎ│豴2=－G/(Cgd1+Cgd2+C)　　　　　　　　　　　　　　　　　　（）如果RS足夠大，則，所以ωp1為該電路的主極點。 　級聯(lián)放大器，其負載為一個二極管連接的NMOS管，根據(jù)高頻交流小信號MOS管的等效模型可以畫出相應(yīng)的等效電路，圖中忽略了M2與M3的體效應(yīng)與溝道調(diào)制效應(yīng)，而考慮了M1的溝道調(diào)制效應(yīng)?！≡锤S器的輸出阻抗又因為一般情況下RS＞1/(gm1+gmb1)成立，則（）式可簡化成：　　　　　　　　　　　　　　　　　?。ǎ┯脽o源網(wǎng)絡(luò)來等效表示Zo，下面就求解電阻RR2與L的值。同分析共源放大器的極點一樣，假設(shè)兩個極點相距較遠，則兩個極點值分別為：　　　　　　　　　　　　　 ?。ǎ　　　　　　　　　? ()假設(shè)不考慮電源內(nèi)阻，則式（）可簡化成：　　　　　　　　　　　　 　　　　　 （）一般而言，由于CCgs1，所以ωp1sz。： ()但在高頻時，輸出節(jié)點的作用必須考慮在內(nèi)，圖（）中的輸入電阻應(yīng)為Cgs1與其后的輸入電阻并聯(lián)而得。圖中Ci=Cgs1+Cgd1(1+gm1/G)。因此，電路的極點一一對應(yīng)于電路的節(jié)點，即ωj=τj1，其中τj是從節(jié)點j看進去的電容與電阻的乘積。幅度失真與相位失真因為放大器的輸入信號包含有豐富的頻率成分，若放大器的頻帶不夠?qū)挘瑒t不同的信號頻率的增益不同，因而產(chǎn)生失真，稱之為頻率失真?！☆l率特性的基本概念和分析方法在設(shè)計模擬集成電路時，所要處理的信號是在某一段頻率內(nèi)的，即是所謂的帶寬，但是對于放大電路而言，一般都存在電抗元件，由于它們在各種頻率下的電抗值不同，因而使放大器對不同頻率信號的放大效果不完全一致，信號在放大過程中會產(chǎn)生失真，所以要考慮放大器的頻率特性。所以放大器的頻率特性由幅頻特性與相頻特性來表述。注：由于非線性元件（三極管等）的特性曲線的非線性所引起，稱為非線性失真?！」?jié)點之間的相互作用　共源級的頻率響應(yīng) 電路的零極點1 等效電路法(a)所示，則根據(jù)第二章所學(xué)的MOS管的小信號等效模型，(b)中小信號等效電路，(b)中的電路的進一步簡化，(c)所示的等效電路。比較以上兩種方法求出的零極點的值可以看出，零點完全相等，而極點并不完全相同，比較輸入節(jié)點與式（）中的節(jié)點，可以發(fā)現(xiàn)不同之外在于式的分母中多了一項（Cgd1+C）/G，所以只要該項遠小于式中分母的前兩項之和就可近似相等了。實際上若Cgd1較大，則在M1的源極與柵極間的有一低阻抗通路，使得1/gm1與G均與輸入并聯(lián)?！　　　≥斎胱杩埂≡锤S器輸入阻抗的計算（a）中所示電路的輸入阻抗的等效電路圖，忽略輸出對輸入的影響時，電路的輸入電阻為：　　　　　　　　　　 ?。ǎ┒娐返目偟妮斎腚娮铻镃gd1與上述電阻的并聯(lián)，因此：　　　　　　　　　 （）如果gmb1+GCs且忽略Cgd1的影響，則有：　　　　　　　　　　　　　　　 （）該式表明：其輸入阻抗可等效為電容Cgs1與C及一個阻值為gm1/Cgs1Cω2的負阻相串聯(lián)，因此該電路可能發(fā)生振蕩?！Т箅娙葚撦d的源跟隨器在階躍響應(yīng)中的減幅振蕩　共柵級――電流緩沖器 電路的零極點（a）所示的共柵放大器，(b)所示，圖中C＝Cgs1+Csb。典型的有：gm1=gm2，所以有：C1＝Cgs1+2Cgd1。 CMOS全差分對（a）所示，可根據(jù)半邊電路概念對該電路進行分析。　 電流鏡為負載的差分對，該電路包含了差動傳輸函數(shù)的兩條信號通路，不能用半邊電路概念來分析其高頻特性。133 / 18