【正文】 s) = conj(mod_syms(:,2:2:num_symbols))。在很多的點靠近中心位置 0，是在調(diào)制過程中補 0 的結(jié)果，判決時會舍去那些點。為了提高頻譜利用率，則要選與信噪比相匹配的調(diào)制方式。如 QPSK 仿真代碼1/2/01/42如下：% QPSKelseif ~isempty(findstr(modulation, 39。 （）2kkIQ? （） 1tankkI????????如圖 49，410 分別是 16QAM、64QAM 的星座調(diào)制圖： 20 圖 49 16QAM 調(diào)制星座圖 圖 410 64QAM 調(diào)制星座圖表 顯示了 QAM 的 與星座大小的關(guān)系。如表 32 所示，2mind對于 2 到 16 點 PSK 星座所要增加的 SNR 值，從 BPSK 到 QPSK，SNR 只增加了3dB，而從 2ASK 到 4ASK，SNR 增加了 。為了公平的比較不同 ASK 星座之間的不同，表 41 列出了各種歸一化的 ，以及當變?yōu)楦笠浑A星座時為了維持相同的 BER 時所要提高的 SNR 值，星座2mind中每增加一個額外比特，SNR 要增加 6dB 左右，因為實際中很少采用大的 ASK 調(diào)制。 （） 21()0txedx??????是每比特能量與噪聲的比值 或者信號能量與噪聲的比值 的函數(shù)，這里bP0bEN0sEN.在星座圖中 與 Q 函數(shù)的關(guān)系一般形式如式（ ）所示。如圖 45，在指數(shù)衰減信道下，用 QPSK 進行仿真，交織下的 BER 并未得到很大的改善，而從圖 46 則能看出，PER 的增益還是比較顯著的。采用硬判決或者軟判決解調(diào)可以很容易實現(xiàn) Viterbi 算法。在 OFDM 系統(tǒng)中，只對 Data 部分進行卷積編碼，Data 中包括 Service、PSDU、尾比特以及插入比特，分別按照要求的速率 R=1/ 2/3 或 3/4 來進行卷積編碼。若不采用發(fā)射分集，擴展到 2 個長訓(xùn)練序列，注意添加了 32 取樣的循環(huán)前綴若使用分集，長訓(xùn)練符號不是在兩個天線處同時傳輸?shù)模ㄏ喔魞蓚€ zeros(1,80)） ，if ~ long_trs_signal=[long_tr_symbol(642*16+1:64)long_tr_symbol long_tr_symbol]。?圖 42 多徑時延分析 13 加前導(dǎo)訓(xùn)練符號從 1 到 10 為短訓(xùn)練符號，同為 16 取樣長度。 12 循環(huán)前綴的引入以及時延分析循環(huán)前綴是 OFDM 系統(tǒng)的一個重要特色，它的基本思想是通過引入循環(huán)前綴從而形成保護間隔（GI） ，從而有效的對抗由于多徑時延帶來的 ISI 和 ICI，方法是在時域內(nèi)把 OFDM 符號的后面部分插入到該符號的開始部分，形成循環(huán)前綴。 插入導(dǎo)頻在鏈路中，導(dǎo)頻插入到 4 個子載波上，即前面所說的載波[12 26 40 54]，載波是經(jīng)過 BPSK 調(diào)制的偽隨機序列，這樣做是為了能夠防止頻譜偏移以及加強自相關(guān)檢測的性能。, ...39。PilotSubcIdx39。, [1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 11 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1], ... %導(dǎo)頻擾碼序列39。, ... %使用子載波下標39。 , 20e6, ... %采樣頻率39。x是輸入的串行數(shù)據(jù)，f 代表調(diào)制的過程，y代表輸出的數(shù)據(jù)。下面再回到OFDM 發(fā)射端的圖，寫一寫我自己對于OFDM調(diào)制過程的理解。這就是采用 FFT 所起到的作用，也是 OFDM 技術(shù)的精髓所在。最后再通過并串變換變?yōu)榇袛?shù)據(jù)。比如輸入為“00”，輸出就是“1+1i”。圖 OFDM 發(fā)射端結(jié)構(gòu)框圖接收端的框圖與發(fā)射端的類似，只是進行的過程相反而已。第二，實現(xiàn)比較簡單。 6 表 OFDM 系統(tǒng)的主要參數(shù)參數(shù) 參數(shù)值碼片時間(chip duration) 50nsNSD(Number of data subcarriers)數(shù)據(jù)子載波的個數(shù)48NSP(Number of pilot subcarriers)導(dǎo)頻子載波的個數(shù)4NST(Number of subcarriers,total)總的子載波個數(shù)52（N SD ＋N SP ）抽樣速率 20MHzOFDM 符號間隔 4us(80chip)循環(huán)前綴長度（保護間隔） (16chip)FFT 周期 TFFT (64chip)調(diào)制方式 BPSK、QPSK、16QAM、64QAM編碼方式 1/2 卷積，約束長度為 7，可選擇打孔比特速率 1123454Mbit/s子載波頻率間隔(Δf ) (20MHz/64)訓(xùn)練(Preamble) 序列長度 16us(Tshort+Tlong)在 OFDM 的幀結(jié)構(gòu)中，Signal 中的 Rate 決定了系統(tǒng)的比特速率，進而決定了調(diào)制方式等一系列參數(shù)。編號為221 的子載波用來插入導(dǎo)頻。調(diào)整過后的比特流形成包中 Data 部分。PLCP 中的 Rate 和 Length 經(jīng)過 1/2 速率的卷積編碼，映射成一個單獨的 BPSK 編碼的OFDM 符號，這與 Signal 符號的產(chǎn)生類似。如圖 22 所示，OFDM 的前導(dǎo)訓(xùn)練序列（Preamble Training Symbol）包括 10 個短訓(xùn)練序列（Short Training Symbol） 、2 個長訓(xùn)練序列（Long Training Symbol） 。其它這個速率也還不是很高，但是它畢竟把WLAN 速率的最高界限提高到了 54Mbps。IEEE為無線網(wǎng)絡(luò)專門制定了相關(guān)的標準，于這方面的標準。正交信號可以通過在接收端采用相關(guān)技術(shù)來分開，這樣可以減少子信道之間的相互干擾 ICI。由于空間可用頻譜資源是有限的，而無線應(yīng)用卻越來越多，使得無線頻譜的使用 2 受到各國政府的嚴格管理并統(tǒng)一規(guī)劃。按照帶寬則又可分為窄帶無線接入和寬帶無線接入。通過仿真可發(fā)現(xiàn)本鏈路采用的分集、同步等技術(shù)可以明顯地改善 BER 性能。作 者 簽 名：　　 　 　　 日　 期：　　 　 　　 指導(dǎo)教師簽名：　　 　 　　 日 　　期：　　 　 　　 使用授權(quán)說明本人完全了解 XX 大學(xué)關(guān)于收集、保存、使用畢業(yè)設(shè)計（論文）的規(guī)定，即：按照學(xué)校要求提交畢業(yè)設(shè)計（論文）的印刷本和電子版本；學(xué)校有權(quán)保存畢業(yè)設(shè)計（論文）的印刷本和電子版，并提供目錄檢索與閱覽服務(wù)；學(xué)校可以采用影印、縮印、數(shù)字化或其它復(fù)制手段保存論文；在不以贏利為目的前提下，學(xué)?？梢怨颊撐牡牟糠只蛉績?nèi)容。作者簽名：　　 　 　　 日　 期：　　 　 　　 摘 要本文在分析和總結(jié)相關(guān)文獻的基礎(chǔ)上，介紹了 OFDM(正交頻分復(fù)用)的基本原理,并討論了其中的關(guān)鍵技術(shù)。關(guān)鍵詞：OFDM。其中寬帶無線接入技術(shù)的代表有3G、LMDS、 WiMAX；窄帶無線接入技術(shù)的代表有第一代和第二代蜂窩移動通信系統(tǒng)。于是，各種各樣的具有較高頻譜效率的通信技術(shù)不斷被開發(fā)出來。每個子信道上的信號帶寬小于信道的相關(guān)帶寬，因此每個子信道上的可以看成平坦性衰落，從而可以消除符號間干擾。無線局域網(wǎng)（WLAN）對在一個小的范圍內(nèi)（比如辦公室內(nèi)）聯(lián)入Inter 給予了極大的方便，只要你處于支持WLAN的區(qū)域，再外加一個無線網(wǎng)卡，就可以輕松地接入網(wǎng)絡(luò)。 OFDM 的幀結(jié)構(gòu) 關(guān)于無線局域網(wǎng)的規(guī)定中，其物理層匯聚協(xié)議（PLCP ，Physical Layer Convergence Protocol）采用的是 OFDM 調(diào)制的技術(shù)標準。前導(dǎo)訓(xùn)練序列用來做系統(tǒng)的同步、信道估計、頻偏估計、自適應(yīng)控制（ACC）等。為了能及時地檢測到 Rate 和 Length，采取在 PLCP 頭插入 6 個‘0’ 。(5) 用非零初值產(chǎn)生的偽隨機序列形成擾碼，然后與調(diào)整后的信息比特做異或邏輯運算。代表中心頻率的 0號子載波可以忽略，所以置為零。表 為由 Rate 決定的參數(shù)。當子信道上采用 QAM 或 MPSK 調(diào)制方式時，調(diào)制過程可以用 IFFT 完成，解調(diào)過程可以用 FFT 完成，既不用多組振蕩源，又不用帶通濾波器組分離信號。經(jīng)過編碼的數(shù)據(jù)會依次進行星座映射，F(xiàn)FT 變換，插入循環(huán)前綴后再采用無線數(shù)字通信的方式發(fā)射出去。它為原來單一的串行數(shù)據(jù)引入了虛部，使其變成了復(fù)數(shù)。其實串并變換和并串變換都是為了FFT服務(wù)的。 插入循環(huán)前綴OFDM調(diào)制中還有一個必不可少的步驟是插入循環(huán)前綴。 如果把OFDM技術(shù)發(fā)射端的結(jié)構(gòu)圖分成兩部分：一部分是OFDM數(shù)字調(diào)制部分；另一部分是無線發(fā)射部分。所以如果不考慮那些復(fù)雜的理論，那么在OFDM的物理層上的所有工作都是按照一定步驟不斷地做函數(shù)變換，設(shè)計OFDM物理層硬件的過程也就是實現(xiàn)OFDM函數(shù)變換的過程。ConvCodeGenPoly39。ShortTrainingSymbols39。NumDataSubc39。, [12 26 40 54]39。PilotSubcSymbols39。導(dǎo)頻插入之前，先將復(fù)數(shù)符號的序列以 48 為單位分成若干組，由于交織前插入比特的處理，接收到的復(fù)數(shù)數(shù)目為 48 的整數(shù)倍。保護間隔的長度 應(yīng)該大于多徑時延擴展的最大值。C12 為 32 取樣的循環(huán)前綴以保證第二部分長訓(xùn)練符號 1，2 不受短訓(xùn)練符號間干擾的影響。else long_trs_signal(1,:)=sqrt(2)*[long_tr_symbol(6416+1:64) long_tr_symbol ... zeros(1,80)]。卷積編碼分為上下兩路，兩路采用的生成多項式分別為：g0=133(8),g1=171(8),即用八進制表示。但在本鏈路中，Viterbi 譯碼采用的是軟判決，這是因為這種方法所獲得的性能提高不需要浪費任何通信資源。當 PER 約為 6 時，?310則增益為 6dB。SEk?bP （）0bb??????:參數(shù)越大，Q 函數(shù)的值就越小，所以式（）顯示較大的的 值對應(yīng)更好的性0bEN能。2ASK 調(diào)制沒有 SNR 的增加，這是因為它是可能有的最小星座，實際中還有相移鍵控和正交幅度調(diào)制，這兩種調(diào)制方法在后面有討論到。但是對于 ASK 調(diào)制，當星座點的數(shù)量增加到 16 時，每個符號增加一個比特，SNR 要增加 6dB。從 QPSK 到 8QAM 情況有些反常，2mind實際上要改善我們這個例子中 8QAM 的最小距離是有可能的，然而我們采用這個例子是因為它的形狀規(guī)則。QPSK39。QAM 要求傳送途徑信噪比高，QPSK 則低。圖 415 QPSK 的接收星座圖 23 天線分集 發(fā)射分集發(fā)射分集使用的是分組空時碼。ant2_syms(:,2:2:num_symbols) = conj(mod_syms(:,1:2:num_symbols))。310?? 24 圖 416 采用分組空時碼的 BER 圖 417 采用分組空時碼的 PER 接收分集兩種最普遍的接收分集技術(shù)是選擇和最大比率合并（MRC） 。MRC 所能獲得的 SNR 是 210MRCllN????? （）注意 ( )是每個信道的 SNR，那么上式就是所有天線 SNR 的和，20/lN??llh?這意味著即使單個的 SNR 很小時 也會很大。410 310? 圖 420 分集的 BER 仿真 圖 421 分集的 PER 仿真 信道模型 高斯信道（AWGN）眾所周知，在數(shù)字通信系統(tǒng)中，高斯白噪聲信道模型是最容易分析的信道模型。該信道模型反映了現(xiàn)實世界中的一種特殊情況，即反射體產(chǎn)生的多徑長度依次遞增。 定時估算 定時估算有兩個主要任務(wù)：分組檢測和符號同步。DPFAP是檢測到確實出現(xiàn)的概率，因為 值代表了檢測希望達到的質(zhì)量。該精確是通過計算接收信號 和已互參考 的相關(guān)系數(shù)實現(xiàn)的，比nrkt如，可以通過短訓(xùn)練符號的結(jié)束點或長訓(xùn)練符號的起始點找到符號定時的估算。兩個主要現(xiàn)象會引起惡化：減少大量待得到的子載波以及相鄰載波引起的 ICI。在接收機對載波頻率 的信號進行降頻轉(zhuǎn)換后，接收的txf txf復(fù)雜基帶信號 nr在忽略瞬時噪聲的情況下為 （）222()2txsrxstxrssjfnTjfnTjfnTjfnTneee?????????其中 是發(fā)送和接收載波的頻差，設(shè) D 為兩個重復(fù)符號的相同取樣之間txrff??的延時。圖 426 是以 QPSK 為調(diào)制方