【正文】 導通轉(zhuǎn)換為截止時，變壓器產(chǎn)生的電壓尖峰，以保護開關管不被擊穿?？刂齐娐肥歉哳l開關電源的很重要的部分，是電源系統(tǒng)可靠工作的保證，在圖231的原理框圖中，虛線框內(nèi)為控制部分電路。 門電路門電路振蕩器分頻器基準電壓脈寬調(diào)制 圖231脈寬調(diào)制原理圖基準電壓:芯片內(nèi)大部分電路由它供電，同時，兼作誤差放大器的基準電壓輸入。第三章 高頻開關電源主電路的設計一、拓撲結構的選擇我們知道PWM開關變化器按工作方式可分為:單端反激變換器單端正激變換器推挽式變換器半橋式變換器全橋式變換器其中5統(tǒng)稱為多端變換器，在以上的各種變換器中，通過第一章第二節(jié)的介紹，我們可知，全橋式變壓隔離器開關承受最小的開關電壓和最小的開關電流，根據(jù)我們所設計的高頻開關電源的實際情況，輸出功率較大(22OV、5A)，工作頻率較高(100KHZ)，我們選用全橋隔離式PWM變換器。但是在高壓離線開關系統(tǒng)中，這些損耗還是可以接受的。PP3由驅(qū)動信號S2驅(qū)動，其中，P2是驅(qū)動信號S2通過變壓器隔離后驅(qū)動的。由于全橋式變換器需要兩路獨立的驅(qū)動電路，所以電路較復雜，每路驅(qū)動信號選用PWM控制集成芯片輸出控制。一般導通電阻RON小，漏源擊穿電壓BVDs高的MOSFET好。和關斷時間toff，MOSFET是依靠多數(shù)載流子傳導電流的。當漏源電壓VDS較小時，VDS增加，ID線性增加，這段區(qū)域基本保持不變，可稱為恒阻區(qū)，標為I區(qū)，當VDS較大時，VDS增加，ID緩慢增加，直至靠近漏區(qū)一端的溝道被夾斷為特性曲線有微小的彎曲，離開恒阻區(qū)，VDS繼續(xù)增加，ID保持不變，稱為恒流區(qū)II，VDS超過時，曲線急劇上撓，稱為雪崩區(qū)III，相應于非正常工作，應免發(fā)生。特別適合于制作高頻開關，可以大大減少元件的損耗、尺寸和重量?？梢院唵蔚夭⒙?lián)以增加其電流容量。圖315MOSFET的驅(qū)動電路由SS11N90的參數(shù)可知，MOSFET的關斷時間與開通時間比較起來，要大很多，所以，MOSFEF的關斷比較慢，這樣將導致同一橋臂上兩個開關管同時導通而造成短路的嚴重情況，特別是在頻率很高的時候。(2)變換時可不考慮能量損耗。對于每一個設計者，有一個最佳磁感應強度幅值BoPt，它依賴于工作頻率、鐵芯損耗，所加的電壓和原、副邊的匝數(shù)比等等。由于趨膚效應使得導線有效面積減少，電流密度有所提高，引起銅耗增加，效率下降。(2)變壓器采取靜電屏蔽措施。圖331初級整流電路圖圖331中EMI表示防電磁干擾的環(huán)節(jié)，選用EMI濾波器模塊來完成防電磁干擾的工作，U1和U2是整流模塊，由于U1，和U2的正極和正極相接，負極和負極相接，所以輸入部分有一個AC端懸空是不影響三相交流的全波整流的。輸出濾波電容器用四端高頻電解電容器、疊層式無感電容器。圖332三相輸入濾波器 圖中，L1, L2, L3常態(tài)濾波電感 L4, L5共模扼流圈 C1, C2 ,C3共模濾波電容 C4C9常態(tài)濾波電容其中LLS共模扼流圈實際上是三線并繞的環(huán)形磁芯電感，繞制時適當加大匝間距離以減少分布電容提高高頻特性，其電感量不宜過大，一般為幾十微亨。第四章 高頻開關電源的控制電路設計、 PWM控制器PWM集成控制器通常分為電壓型控制器和電流型控制器兩種。當然也可將控制器的兩路輸出并聯(lián)起來去驅(qū)動單端變換器或串聯(lián)調(diào)整型開關穩(wěn)壓電源中的功率開關管，此時開關穩(wěn)壓電源的工作頻率就等于控制器內(nèi)部鋸齒波振蕩器的頻率。具有較高的頻率精度并可對死區(qū)進行控制，同時振蕩器放電電流也可調(diào)。二、極限參數(shù):電源電壓(15，B腳) 22V輸出腳電流(流出或流入)(11，14腳)直流 脈沖() 地線(12腳) 模擬輸入(l，2，7腳) —7V(9，8腳) —6V時鐘輸出電流(4腳) 5mA誤差放大器輸出電流(3腳) 5mA軟啟動電流(8腳) 20mA震蕩器充電電流(5腳) 5mA功耗(溫度600C) 1W儲存溫度范圍 65~150度焊接溫度(焊接時間為10秒) 300度(注:所有電壓均以地線電壓為基準。計算公式為： RT最佳阻值應為1~10K?之間，DMAX應大于70%。通常，脈寬調(diào)制比較器檢測出斜坡電壓與控制電壓(誤差放大器輸出電壓)的交點，并且在該交點處，終止輸出脈沖。上升沿封鎖也適用于限流比較器。接通電源后，軟啟動腳外接電容放電，該腳處于低電平，誤差放大器輸出低電平，開關電源無輸出電壓。這樣，在故障連續(xù)出現(xiàn)的情況下，輸出就會出現(xiàn)一個間斷期。它的用法如圖所示： 圖417UC3825的工作電路圖中，VREF為參考電壓，在設計的電路中的用途是供給線性光耦合器的控制部分的電壓；RT和CT用來調(diào)節(jié)PWM的最大占空比DMAX和振蕩頻率；輸入是從端口2進入，OUTA和OUTB是PWM的輸出端口，信號的幅值是由端口13的VC決定的。這兩種軟啟動電路都是非常重要的，前一種可稱為硬控制，后一種可稱為軟控制。三是系統(tǒng)的最主要的過流保護部分，通過對系統(tǒng)電流的檢測來控制PWM信號脈寬從而達到過流保護的目的，過流保護電路的型式有三種。限流一切斷式保護電路分兩個階段進行，當負載電流達到某設定值時，保護電路動作，輸出電壓下降，負載電流被限制。圖434中的電容C是噪音濾波電容器，用來濾掉干擾，以防止過流保護電路的誤動作。MC33063A是一系列單片控制電路，包含直流到直流變換器所要求的主要功能，這些器件由一內(nèi)部溫度補償基準、比較器、帶激勵電流限制電路的控制占空比振蕩器、驅(qū)動器及大電流輸出開關組成。用以保證模塊間電流應力和熱應力的均勻分配，防止一臺或多臺模塊運行在電流極限(限流)狀態(tài)。對于不同額定功率的并聯(lián)模塊，難以實現(xiàn)均流。通過電阻R上的電壓差，由均流控制器產(chǎn)生均流控制電壓VC，VC與基準電壓Vr綜合后再與反饋電壓Vf進行比較放大后，產(chǎn)生電壓誤差Ve，控制PWM及驅(qū)動器。設正常情況下，各模塊分配的電流是均衡的，如果某個模塊電流突然增大，成為n個模塊中最大的一個，于是，VI上升，該模塊自動成為主模塊，其它模塊為從模塊，這時Vb=VImax，而各從模塊的VI與Vb=VImax比較，通過調(diào)整放大器調(diào)整基準電壓，自動實現(xiàn)均流。不奮斗就是每天都很容易，可一年一年越來越難。這種均流方法，均流母線開路或短路都不會影響各電源模塊的獨立工作。這種方法現(xiàn)在技術比較成熟，效果比較好，是本系統(tǒng)擬采用的方法。用主從設置法的均流的主要缺點是:①主從模塊間必需有通訊聯(lián)系，使系統(tǒng)復雜。開關電源并聯(lián)系統(tǒng)的均流方法很多，常用的有：輸出阻抗法調(diào)節(jié)開關變換器的外特性傾斜度(即調(diào)節(jié)輸出阻抗)，以達到并聯(lián)模塊接近均流的目的。圖中的CLK由UC3825的時鐘提供，+12V是控制部分的輔助電源，如圖442中的VOUT，電壓反饋電路的電源為圖442中的VO。圖435過壓保護電路圖436 431L的特性曲線輔助電源是給控制部分供電的，分為兩部分:一部分是UC3825以及其它控制部分的電源，另一部分是電壓反饋環(huán)節(jié)的電源。外部電路只需完成電流檢測和l/V轉(zhuǎn)換，并將轉(zhuǎn)換的電壓信號輸入到UC3825的第9腳。限流式保護。同時，電容C2充電，使UK3變?yōu)楦唠娖剑?UK3通過D觸發(fā)器控制UK2變?yōu)楦唠娖?，控制觸發(fā)器的開關打向J2，電路將繞過軟啟動電阻直接輸出到后級電路。表 UC3825輸入和輸出的占空比表中的實驗數(shù)據(jù)通過EXCEL處理得到的曲線如圖418所示。采用獨立的集電極電源UC和功率地線PGND腳，能夠減小大功率門極驅(qū)動噪聲對集成電路內(nèi)模擬電路的干擾。在軟啟動電容放完電后，故障鎖存器就不輸出脈沖。在任何時間，只要限流(ILIM)，故障封鎖就起作用，從而使輸出端變?yōu)榈碗娖健榱苏{(diào)整上升沿封鎖時間，CLK/LEB腳應接入電容C，這樣，輸出脈沖前沿封鎖時間就由電容C和內(nèi)部IOk。UC3825A、B的兩個輸出端交替輸出脈沖，因此，每個輸出端輸出脈沖的頻率是振蕩器頻率的1/2，振蕩器的頻率為200KHZ，所以輸出PWM脈沖的頻率為100KHZ，輸出脈沖占空比在0%50%以內(nèi)調(diào)整，實際橋式變換器的應用中一般達不到50%，因為橋式變換器在PWM脈沖的占空比為50%時，由于功率管截止時間的問題，使得橋臂容易短路，這在下面的部分將詳細介紹。這里將詳細介紹各部分的情況，以理解芯片的工作原理。具有全周期再啟動的封鎖式過流比較器。實際開關頻率可達1MHz。具有更快的負載動態(tài)響應。圖333開關電源工頻濾波器其中LCC6濾除共模噪聲，CC2濾除差模噪聲，CCCC6為小容量高頻電容器，LCCCC8為常態(tài)濾波元件，CC4為大容量電解電容，CC8為小容量無感電容，用來補償大容量電解電容器的高頻性能，起高頻旁路作用，LCC4組成低頻濾波器，其余電感電容組成高頻濾波器。電源輸入濾波主要由工頻低通濾波器和共模扼制元件組成，封閉在磁屏蔽盒內(nèi)且可靠接地。共模與差模原理常被用來衰減及消除輸入諧波，并將濾波器件封裝在磁屏蔽盒內(nèi)，并要可靠接地。這樣做雖然變壓器的體積增大了，但卻有利于減小電磁干擾和散熱，比屏蔽變壓器更為經(jīng)濟有效。當電源電壓通過零點改變極性時，非線性磁滯回線特性使不同數(shù)量的剩磁通殘留在變壓器鐵芯中。但這并不是一個好的解決辦法。為了減少磁化電流，最好原邊繞組匝數(shù)較多，電感量大，為此，選用高導磁率合金材料的磁芯是合適的，而且磁芯不帶氣隙。 圖316MOSFET驅(qū)動波形圖一、概述在前面的章節(jié)我們已經(jīng)分析了升壓和降壓等變換器，它們可以完成直流電壓的變換，但是，它們實際上存在著轉(zhuǎn)換功能上的局限性，例如，輸入輸出不隔離，輸入輸出電壓比或電流比不能過大以及無法實現(xiàn)多路輸出等。由于功率MOSFET的輸入阻抗高，驅(qū)動電源的阻抗必須比較低，以避免正反饋所引起的振蕩。平均直流驅(qū)動電流很小，在100nA數(shù)量級。稱為跨導gm。一般導通時間ton為幾十納秒，關斷時間toff為幾百到幾千納秒。當柵源之間的控制信號的周期與此時間相當時，電子就來不及跟隨控制信號。閥值電壓VGs(th)，又稱開啟電壓，是指功率MOSFET流過一定量的漏極電流時的最小柵源電壓。當52信號來時，P2和P3導通，電流經(jīng)過P2進入變壓器原邊，再經(jīng)P3形成回路，但是電壓的極性與Sl驅(qū)動的相反。圖311MOSFET全橋式變換器整個變換器的電路如圖311所示。在一般情況下，最大的反向電壓不會超過電源電壓Vs，四個能量恢復(再生)二極管能消除一部分由漏感產(chǎn)生的瞬時電壓。輸出分兩路，一路送給門電路，另一路送給振蕩器輸入端。脈沖頻率調(diào)制(PulsefrequeneyModulation即PFM)方式，它采用脈沖頻率來改變脈沖占空比來控制輸出電壓的穩(wěn)定。為保證輸出電壓不隨輸入電壓和負載變化，諧振式主要靠調(diào)節(jié)開關頻率，屬于調(diào)頻系統(tǒng)。四個功率開關管組成橋的四臂，橋的一對交點輸入直流電壓，另一對交點接高頻變壓器原邊繞組。此電路的整流二極管D是在功率晶體管截止時才導通的。開關電源的主要部分是DCDC變換器，它是轉(zhuǎn)換的核心，涉及頻率變換。(6)、保護電路:在開關電源發(fā)生過電壓、過電流或短路時，保護電路使開關電源停止工作以保護負載和開關電源本身。而且，當電網(wǎng)瞬時停電時，濾波電容器儲存的能量能使開關電源輸出維持一定的時間。5V輸出欠壓保護:195V177。20%電網(wǎng)頻率：50HZ177。而高頻開關電源體積小、重量輕、頻率高、輸出紋波小、模塊疊加、N+1熱備份設計、便于計算機管理等優(yōu)點，符合現(xiàn)代電源的潮流。國內(nèi)的發(fā)電廠和變電所的直流電壓大多采用220V。例如線路和配電變壓器過熱。現(xiàn)在新的器件(能低壓工作、降壓很小)陸續(xù)進入市場，因而可得到1V的低壓輸出和功率小到IOmW的開關電源、功率密度達56W/cm3，為便攜裝置微型化提供了條件。以功率因數(shù)為例，AC一DC開關電源或其他電子儀器輸入端產(chǎn)生功率因數(shù)。八十年代，國內(nèi)高頻開關電源只在個人計算機、電視機等若干設備上得到應用。要提高開關頻率，就要減少開關損耗，而要減少開關損耗，就需要有高速開關元器件。最重要的是在處理高比電阻粉塵，提高電除塵效率等方面比常規(guī)電源性能優(yōu)越。因此開關集成電源具有在火花發(fā)生前提供更大電流驅(qū)動能力，可以使供電功率成倍增長，從而提高了除塵效率。隨著電力電子技術和高頻開關技術的發(fā)展，特別是新一代功率電子器件如IGBT和MOSF