【正文】 潛在的電磁干擾 (EMI) → 與單端放大器相比，接收器中的差分放大器有著更高的增益 → 差分信號(hào)在一對(duì)緊耦合差分對(duì)中傳播時(shí)，在返回路徑中對(duì)付串?dāng)_和突變的魯棒性更好 → 因?yàn)槊總€(gè)信號(hào)都有自己的回路，所以差分信號(hào)通過接插件或封裝時(shí)，不易受到開關(guān)噪聲的干擾 → 使用價(jià)格低廉的雙絞線即可實(shí)現(xiàn)較遠(yuǎn)距離差分信號(hào)的傳輸 差分線的基本概念 ? 差分和共模 ?差分信號(hào) Vdiff Vdiff定義為： 其中， V V2分別是信號(hào)線 1和信號(hào)線 2相對(duì)于共用返回路徑的信號(hào)電壓。流經(jīng)信號(hào)傳輸線和返回路徑之間的電流為： 式中， Ione為流入信號(hào)線并從返回路徑流出的電流； Vone為信號(hào)線與相鄰返 回路徑的電壓； Z0為信號(hào)線的單端特性阻抗。振鈴的出現(xiàn)是由于差分信號(hào)在低阻抗的驅(qū)動(dòng)器和高阻抗的線端之間的多重反彈。 當(dāng)把兩信號(hào)線靠近時(shí)， C11和 C12都會(huì)改變。 圖 12 L11與 L12隨兩線邊緣舉例的變化 差分信號(hào)的阻抗分析與計(jì)算 總之，把兩條走線放置在一起時(shí)，耦合增加。 下面分析三種情況下，單根信號(hào)線的特性阻抗隨兩信號(hào)線間距的變化情況： 1） 當(dāng)?shù)诙l信號(hào)線連接在返回路徑線上，例如 0V信號(hào)作用在線 2上，只有線 1被驅(qū)動(dòng)。當(dāng)兩條信號(hào)線互相靠近時(shí)，為了能夠驅(qū)動(dòng)單端信號(hào)線更大的電容，這個(gè)電流將會(huì)增大。 11o n e R 1 1 0 n e o n e L 1 211 d ()d??? ? ? ? ? ????? VI V T C V V C CC t差分信號(hào)的阻抗分析與計(jì)算 圖 三種情況下信號(hào)線 1的單端特性阻抗隨兩信號(hào)線間距的變化情況 差分信號(hào)的阻抗分析與計(jì)算 當(dāng)差分信號(hào)沿差分對(duì)傳播時(shí)，對(duì)它來說，阻抗是每條線與其回路間單端特性阻抗的串聯(lián)。此時(shí)返回路徑平面中的總電流為零，但是每條信號(hào)線底下的平面中有確定的局部電流分布。但是，隨著平面越移越遠(yuǎn)，差分信號(hào)的返回電流在平面中的重疊程度也越來越大，當(dāng)返回平面達(dá)到一個(gè)足夠遠(yuǎn)的距離時(shí)，返回路徑電流重疊的程度達(dá)到使返回路徑電流消失的程度。下圖顯示出了屏蔽體的半徑增大時(shí)，單端雙絞線與屏蔽層間的單端特性阻抗和雙絞線的差分阻抗的變化情況。此時(shí)平面在確定差分對(duì)差分阻抗時(shí)起到重要作用。如果不對(duì)此反射加以控制，它就可能會(huì)超過噪聲容限引起過度噪聲。此時(shí)每條信號(hào)線的特性阻抗被 稱為偶模特性阻抗 ,簡(jiǎn)稱為偶模阻抗。 (2) 任何非對(duì)稱性因素都會(huì)使差分信號(hào)轉(zhuǎn)換成共模信號(hào)，這包括串?dāng)_、驅(qū)動(dòng)器錯(cuò)位、線長(zhǎng)偏斜和非對(duì)稱負(fù)載。共模模式是差分模式的負(fù)面效果，并且對(duì)電磁兼容性是最麻煩的。遠(yuǎn)場(chǎng)分量可以描述為 : 其中， L是天線長(zhǎng)度； Icm是共模電流； f是頻率； R是距離。 (2) 采用屏蔽雙絞線，用屏蔽層做共模電流的返回路徑。 差分噪聲是兩條線上噪聲電平的差值。串?dāng)_是在差分對(duì)上產(chǎn)生共模噪聲的一種典型方式。 — 受害差分對(duì)的差分噪聲比較小。 差分信號(hào)設(shè)計(jì)中存在的問題 及其解決方案 ? PCB中的差分走線原則 ? 差分線對(duì)的設(shè)計(jì)規(guī)則 ? 規(guī)則一：兩個(gè)信號(hào)線必須等長(zhǎng)。走線阻抗在整個(gè)長(zhǎng)度范圍內(nèi)保持恒定是很 重要的，這就意味著耦合在整個(gè)長(zhǎng)度內(nèi)要保持恒定， 因此走線之間的間隔也要保持不變。因此 如果要保證 EMI可控，應(yīng)該將環(huán)路的面積最小化。 (3) 時(shí)序定位精確。這通常意味著要使攻擊線距差分對(duì)較遠(yuǎn)，并且使差分對(duì)緊密耦合。圖 25示出了因共模信號(hào)沒有被端接產(chǎn)生了振鈴和失真，相鄰單端干擾線對(duì)差分線在兩種耦合方式下的共模噪聲。差分對(duì)的耦合度越大，在兩信號(hào)線中產(chǎn)生的噪聲越趨于相等，差分噪聲就越少。由于這些平面具有有限的阻抗，共模電流就在上面建立起瞬時(shí)的 RF電壓。一個(gè)小回路是一個(gè)尺寸比特定頻率下的波長(zhǎng)的 1/4還小的回路，這個(gè)特定頻率就是在回路中流動(dòng)的 RF電流的頻率。 差分信號(hào)設(shè)計(jì)中存在的問題 及其解決方案 ? 差分線的輻射干擾 在任何電路中都存在共模 (CM)和差模 (DM)電流。 圖 19 錯(cuò)位從上升時(shí)間的 20％變化到 2倍時(shí) 接收到的差分信號(hào)邊沿變化情況 圖 20 差分線的一條線上存在一個(gè) 1 pF的 容性負(fù)載時(shí)對(duì)差分信號(hào)的影響 差分信號(hào)設(shè)計(jì)中存在的問題 及其解決方案 ? 錯(cuò)位和失真帶來的影響 錯(cuò)位和失真對(duì)差分信號(hào)的質(zhì)量影響不大，但是，它們卻對(duì)共模信號(hào)的質(zhì)量影響很大，而共模信號(hào)會(huì)顯著地增加 EMI。在一般的差分信號(hào)的應(yīng)用中，為了避免引入來自地的噪音，也有采用一個(gè)阻值為 2倍 Zodd的電阻跨在差分對(duì)上的匹配方式，這個(gè)電阻就是差分電阻，它的值應(yīng)為奇模阻抗的二倍。 高頻信號(hào)是沿著電感最小的回路進(jìn)行回流，差分線除了有對(duì)地的耦合外，還存在相互之間的耦合，哪一種耦合強(qiáng)，那一種就成為主要的回流通路。當(dāng)平面間距增加時(shí)，每條線在兩個(gè)平面內(nèi)的返回電流分布都基本相同，因此平面內(nèi)的電流相互抵消。當(dāng)兩條雙絞線都近似位于屏蔽層的中心而由差分信號(hào)驅(qū)動(dòng)時(shí)，它們的返回電流朝相反方向流動(dòng)，并相互疊加，屏蔽層內(nèi)將沒有剩余電流分布。 分析三種典型的情況： 邊緣耦合的微帶線、雙絞線電纜、側(cè)面耦合的帶狀線。圖中導(dǎo)線材料為 50歐姆、 5 mil寬的 FR4帶狀線。如果信號(hào)線 2加相反信號(hào)，則阻抗值會(huì)降低。 當(dāng)線 1上的驅(qū)動(dòng)開啟時(shí)，因?yàn)榫€ 1與返回路徑間存在 dV11/dt，于是會(huì)產(chǎn)生一個(gè)穿過電容 C11的電流。注意，對(duì)于帶狀線這種有相同介質(zhì)結(jié)構(gòu)的傳輸線，兩傳輸線的相對(duì)耦合電容與相對(duì)耦合電感是相同的。帶狀線材料是 FR4，線寬 5 mil，特性阻抗 50歐姆。下圖就是在兩信號(hào)線之間加入 100歐姆電阻后，接收端的差分信號(hào)。 on e on e 0?I V Zd i f f o n e o n ed i f f 0o n e o n e o n e2 22＝ ＝ ＝ ＝? ??V V VZZI I I差分信號(hào)的阻抗分析與計(jì)算 ? 無耦合時(shí)的差分阻抗 假設(shè)兩條傳輸線相隔足夠遠(yuǎn)，比如兩線相隔距離至少是線寬的兩倍，兩條線之間的相互作用就不明顯了，這就是無耦合的情況。這兩條線組合在一起就稱為“一個(gè)差分對(duì)”。較高的開啟時(shí)間 TON 會(huì)導(dǎo)致信號(hào)下沖；較高的正向偏值電壓 VF會(huì)產(chǎn)生時(shí)間上的抖動(dòng)；較高的反向恢復(fù)時(shí)間 TRR 會(huì)提升信號(hào)的上升時(shí)間 TR。舉例來說，一長(zhǎng)串比較接近的數(shù)據(jù)位會(huì)導(dǎo)致信號(hào)傳輸線和電容充電到驅(qū)動(dòng)器的最高輸出電平的值，如果緊接著的是一個(gè)相位相反的數(shù)據(jù)位就需要花比正常情況更長(zhǎng)的時(shí)間來確保信號(hào)跨越邏輯閾值電平。另外，單電阻方式由于驅(qū)動(dòng)能力問題在一般的TTL、 CMOS系統(tǒng)中沒有應(yīng)用，