【正文】 ?? ? ? (38) 其中 δ 取 ， γ 取 。在 SIMULINK 平臺上，仿真模型的可讀性很強，這就避免了在 MATLAB 窗口使用 MATLAB命令和函數(shù)仿真時，需要熟悉記憶大量 M 函數(shù)的麻煩。 v+V o lt a g e M e a s ur e m e nt 2v+V o lt a g e M e a s ur e m e nt 1v+V o lt a g e M e a s ur e m e nt123TS co p e 2S co p e 1S co p eR L 2R L 1P u l s eG e n e r a t o r 4P u l s eG e n e r a t o r 3P u l s eG e n e r a t o r 2P u l s eG e n e r a t o r 1gmDSM o s f e t 4gmDSM o s f e t 3gmDSM o s f e t 2gmDSM o s f e t 1L lkL f 2L f 1D io d e 3D io d e 2D io d e 1D io d ei+C ur r e nt M e a s ur e m e ntC f 3C f 2C4C3C2C1C 1200V燕山大學本科生畢業(yè)設計（論文） 26 圖 32四個開關管的驅(qū)動波形依次為 Q1,Q2,Q3,Q4 ， 圖 33高頻變壓器原邊電壓波形 第 3 章 移相全橋 DCDC 變換器的主電路設計與開環(huán)仿真 27 圖 34變換器輸出電壓隨時間變化的波形 本章小結(jié) 本章開始選取了 ZVZCS PWM DC/DC全橋變換器 的 一種拓撲 為 主電路，并對其工作原理進行分析，最后對主電路參數(shù)進行選取，并將所得參數(shù)代入仿真電路中，通過不斷的調(diào)節(jié)，最終得到所需 的 波形。 UC3875芯片的引腳簡介和功能簡介 UC3875是美國 Unitrode公司針對移相控制方案推出的 PWM控制芯片，適用于全橋變換器中驅(qū)動四個開關管，四個輸出均為圖騰柱式結(jié)構(gòu)，可以直接驅(qū)動 MOSFET 或經(jīng)過驅(qū)動電路放大，驅(qū)動大功率 MOSFET 或 IGBT。 管腳 2 為電壓反饋增益控制端，當誤差放大器的輸出電壓低于 1V 時實現(xiàn) 0176。 管腳 1 1 8 為輸出 OUTA～ OUTD 端，該引腳為 2A 的圖騰柱輸出，可驅(qū)動 MOSFET 和變壓器。 管腳 12 為電源地端。頻率設置端（ FREQSET）的振蕩電容 (Cf)，基準電壓（ VREF）端的旁路電容和 VIN 的旁路電容以及 RAMP 端斜波電容 (CR)都應就近可靠地接于信號地。 (4)鋸齒波 斜率設置腳 SLOPE(pin l8)與 Vx(5V基準電壓 Vref與 Vin工作電壓 )之間接一個電阻 RSlOPE ，為鋸齒波腳 RAMP(pin 19)提供一個電流為 Vx/RSlOPE 的恒流源。逐漸增加，使全橋變換器的脈寬從 0 開始慢慢增大，直到穩(wěn)定工作，這樣可以減少主功率開關管的開機沖擊。 OUT C 和 OUT D 分別領先于 OUT B 和 OUTA，之間相差一個移相角，移相角的大小決定于誤差放大器的輸出與鋸齒波的交點。 SOFTSTART 在芯片內(nèi)與誤差放大器的輸出相接，當誤差放大器的輸出電壓低于 SOFTSTART 的電壓時，誤差放大器的輸出電壓被鉗位在 SOFTSTART 的電壓值。 (2)基準電源 UC3875 提供一個 5V 精密基準電壓源 Vref(pin 1)，可為外部電路提供大約 60mA 的電流，該電壓在 Vin 欠壓鎖定時消失。 管腳 19 為斜波端，該腳是 PWM 比較器的一個輸入端，可通過一個電容 CR 連接到地，電壓以下式陡度建立： R A M PSL P O EX CR VdTdV ?? 該腳可通過很少的器件實現(xiàn)電流方式控制，同時提供陡度補償。 當電源電壓超過欠壓鎖定閾值時，電源電流（ IIN）從 100μA猛增到 20mA。 管腳 6 為軟起動端，當輸入電壓（ VIN）低于欠壓鎖定閾值（ ）時，該引腳保持地電平，當 VIN 正常時該引腳通過內(nèi)部 9μA電流源上升到，如果出現(xiàn)電流故障時該引腳電壓從 下降到 0V，該引腳可實 現(xiàn)過壓保護。直到 VREF 達到 以上時才脫離欠壓鎖定狀態(tài)。為了保證有足夠的余量實現(xiàn)可靠性，選取死區(qū)時間為 100ns。之后對其進行仿真。 SIMULINK 為MATLAB 提供了各種仿真工具，尤其是它不斷擴展的、內(nèi)容豐富的模塊庫，為系統(tǒng)的仿真提供了極大便利。 考慮到各種損耗，可將變比 K 取得大一些， 取 1:3 。該方案不含飽和電感，輔助開關，不產(chǎn)生大的環(huán)流，沒有額外的箝位電路，這是因為，副邊整流電壓被箝位于箝位電容電壓與輸出電壓之和（抑制二極管上的電壓尖峰）。移相全橋變換器小信號模型中顯示 BUCK 變換器模型是移相 PWM 模型的特例。這些影響可以加入到 PWM BUCK 變換器的小信號電路模型中，從而獲得移相全橋 PWM 變換器的小信號模型?；芈贩匠虨椋? pr indiLVdt ?? (217) 解得 ? ? 4()inp rVi t t tL? ? ? (218) 到 t5時刻，原邊電流達到折算到原邊的負載電流值時，該開關模態(tài)結(jié)束。由于副邊兩個整流 管同時導通，因此變壓器副邊繞組的電壓為零，原邊繞組電壓也為零，這樣電源電壓 V1加在諧振電感的兩端，原邊電流線性下降。由于 2C 和 4C 的存在， 2Q 是零電壓關斷。此模態(tài)經(jīng)歷的時間為： 01 2= inpVCt I? (27) Q1和 Q3之間的導通延遲時間 dt 01t ， 即 2 indpVCt I?? (28) (3) 開關模態(tài) 2， 12[, ]tt 3D 開通后 ,開通 3Q 。這時副邊電流回路是：副邊繞組的正端，經(jīng)整流管5D ， 輸出濾波電感 fL ，輸出濾波電容 fC 與負載 0R ，回到副邊繞組的負端。 DC/DC變換器的基本工作原理 移相全橋 ZVS PWM(FB PSZVSPWM)變換器利用變壓器的漏感或是在高頻變壓器的原邊串聯(lián)的電感和功率管的寄生電容或外接電容來實現(xiàn)零電壓開關，電路的主要拓撲及波形如圖 21所示，其中 lkL 為 諧振電感，它包括變壓器的漏感 pL 和外接電感； 1C ~ 4C 以分別是四個功率 管 1Q ~ 4Q 的 寄生電容或是外接電容 ； 1D ~ 4D 分別 是四個功率管的寄生二極管。這種情形 下，其 中一個開關管的導通長度仍由 ，但是另外一只開關管卻將導通燕山大學本科生畢業(yè)設計（論文） 10 時間提前，使得導通時間提前，使得導通時間延長（最多可以到接近 ）。 第一種是最傳統(tǒng)的方法，這也是人們常說的 ―雙極性控制 ‖。如光伏發(fā)電中，光伏電池的輸出 是不穩(wěn)定 單極性的直流電，而后級逆變器的輸入需要 穩(wěn)定的 雙極性的直流電 ，并且需要實現(xiàn)直流電壓的升降 。這類變換器電路中環(huán)流能量被自動地保持在較小的數(shù)值，且實現(xiàn)軟開關的條件與輸入電壓和輸出負載的變化無關。 (3)零開關 PWM變換器 (Zero switching PWM converters)。該變換器與負載關系密切，對負載的變化很敏感，一般采用頻率調(diào)制的方法。為了減小變換器的體積和重量，必須實現(xiàn)高頻化。 常見開關變換器的比較 開關變換器是的優(yōu)點是輸入電壓范圍寬、轉(zhuǎn)換效率高、功率密度大；缺點是輸出紋波大，易產(chǎn)生電磁干擾。 非隔離型變換器按照開關器件個數(shù)分為單管、雙管和四管變換器三類。 如何提高電源的質(zhì)量和可靠性，減小電源的體積，減輕電源的重量，一直是倍受人們重視的研究課題。本文采用電壓反饋的閉環(huán)控制，提高了變換器的動態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能。 基 本 要 求 輸入電壓： 200300V（ DC） 輸出電壓： ? 425 V（ DC） 輸出電壓穩(wěn)定度： 177。 本科畢業(yè)設計（論文） 王金彪 燕 山 大 學 2021 年 6 月 基于全橋移相的雙極性輸出DCDC變換器的研究 本科畢業(yè)設計（論文） 基于全橋移相的雙極性輸出DCDC變換器的研究 學 院： 里仁學院 專 業(yè)： 應用電子 學生 姓名： 王金彪 學 號： 081203031077 指導 教師： 張純江 答辯 日期： 2021 年 6 月 17 日 燕山大學畢業(yè)設計 (論文 )任務書 學院：電氣工程學院 系級教學單位：電氣工程及其自動化系 學 號 81203031077 學生 姓名 王金彪 專 業(yè) 班 級 應電 084 題 目 題目名稱 基于全橋移相的雙極性輸出 DC/DC 變換器研究 題目性質(zhì) ：工程設計 （ √ ）；工程技術實驗研究型（ ）； 理論研究型（ ）；計算機軟件型（ ）；綜合型（ ）。425V輸出，進行系統(tǒng)閉環(huán)仿真。 為了使變換器具有良好的動態(tài)和靜態(tài)特性，變換器必須實現(xiàn)閉環(huán)控制。電力電子技術廣泛應用于工業(yè)自動化、電力系統(tǒng)、現(xiàn)代軍事、交通運輸、航空航天以及新能源系統(tǒng)等 。 直流變換器按照其輸入端與輸出端是否電氣隔離可分為兩類：非隔離型變換器和隔離型變換器。 在開關器件電壓電流定額相同的條件下，變換器的輸出功率和所用開關管的個數(shù)成正比，即四個管的變換器輸出功率最大，單管變換器輸出功率最小。而且開關頻率越高，電磁干擾 (Electromagic Interference， EMI)愈嚴重，容易使開關管開關軌跡超出安全工作區(qū)而損壞。在這類變換器中，諧振元件一直諧振工作，參與能量變換的全過程。為此，提出了 ZVSPWM變換器和ZCSPWM變換器。它可分為零電壓轉(zhuǎn)換 (Zerovoltage transform，第 1章 緒論 5 ZVT)PWM變換電路和零電流轉(zhuǎn)換 (Zerocurrent transform)PWM變換電路，它的特點是輔助諧振電路只是在主開關管開關時工作一段時間，實現(xiàn)開關管的軟開關，其他時間停止工作。 本次研究的主要內(nèi)容 在許多場合需要將單極性輸出的直流電變換為雙極性輸出的直流電。為了得到這個電壓，最傳統(tǒng)的方法就是互為對角的開關管導通和關斷都是同時進行，每只開關管導通時間小于半個周期。 第 2 章 移相全橋 DCDC 變換器的工作原理 9 2Q 4Q1Q 3 1Q 2Q 34Q 圖 24 有限雙極性控制方式（一） 123Q41Q2Q3Q4 圖 25 有限雙極性控制方式（二） 123Q4 圖 26 移相控制方式 第二種情況是兩只對角開關管同時關斷，但是不同時開通。其主要缺點是 :滯后橋臂開關管在輕載下將失去零電壓開關功能，次邊存在較大的占空比丟失，開關管的開關為硬開關，開管損耗大。原邊電流由電源正經(jīng)由 1Q ， 諧振電感 lkL ， 變壓器原邊繞組以及 4Q ，最后回到電源負級，在 t0時刻原邊電流達到最大值。從而結(jié)束該模態(tài)。原邊電流由 2C ， 4C 兩條途徑提供，即原邊電流 Ip用來抽走 2C 上的電荷，同時又給 4C 充電。原邊諧振電感的儲能回饋給輸入電源。 由于原邊電流還不足以提供負載電流，負載電流還是由兩個整流管提供回路，因此原邊電流還是為零，加在諧振電感兩端電壓是電源 電壓 inV 。為了精確地建立移相全橋變換器的動態(tài)特性模型，找出 lkL ， sf ， ^Li ， ^inV 和 ^d 對 ^offd 的影響是必要的。需要強調(diào)的是 ^id ， ^vd 來源于電路本身（即 Li 和 inV 的擾動）且不被控制電路控制。如圖 31所示： inV1gV2gV3gV4gV1Q2Q3Q4Q1C2C3C4C1D 3D2D4DlkLT1R1fC1fL2fL 2f