【正文】 路的配線電感和緩沖二極管瞬態(tài)正向電壓下降的影響下，關(guān)斷時仍有尖峰電壓存在。特別是當(dāng)輸出端短路時，變壓器中磁通的釋放能力近似為零，隨著磁通的積累，變壓器將處于磁飽和狀態(tài)。 由 R R2 構(gòu)成的分壓電路足為輸入電壓 Ui 的檢測電路， A 點(diǎn)電壓為UiR2/(R1+R2),R R RP 和比較器 UA 構(gòu)成滯環(huán)比較電路，滯環(huán)的寬度為UccR3/R4。當(dāng)脈寬變化時 ,驅(qū)動的關(guān)斷能力不會隨著變化。該脈沖信號將使兩個輸出端處于禁止?fàn)顟B(tài)，從而避免直通現(xiàn)象的發(fā)生。 Shutdown(引腳 16)：外部關(guān)斷信號輸入 工作原理： UC3846/47 采用定頻電流模式控制，改善了系統(tǒng)的線電壓調(diào)節(jié)率和負(fù)載響應(yīng)特性，簡化了控制環(huán)路的設(shè)計(jì)。 GND(引腳 12)：信號地。 Rr(引腳 9)：振蕩器定時電阻接入端。 178。 178。 ． VREF（引腳 2）：基準(zhǔn)電源輸出端。 1%。 (2)可編 程控制的逐個脈沖限流功能。 微調(diào)的振蕩器放電電流可精確控制占空比 電流模式工作到 500 千赫 西安工業(yè)大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 22 自動前饋補(bǔ)償 鎖存脈寬調(diào)制，可逐周限流 內(nèi)部微調(diào)的參考電壓 ，帶欠壓鎖定 大電流圖騰柱輸出 欠壓鎖定，帶滯后 低啟動和工作電流 直接與安森美半導(dǎo)體的 SENSEFET 產(chǎn)品接口 簡化框圖如下： 圖 UC3842簡化框圖 端 1 為 COMP 端；端 2為反饋端；端 3 為電流測定端；端 4接 Rt、 Ct確定鋸齒波頻率；端 5接地；端 6 為推挽輸出端，有拉、灌電流的能力；端 7 為集成塊工作電源電壓端，可以工作在 8～ 40V；端 8 為內(nèi)部供外用的基準(zhǔn)電 5V，帶載能力 50mA。 控制電路設(shè)計(jì) buck 控制電路設(shè)計(jì) 本設(shè)計(jì)選用 UC3842 作為變換器的控制芯片。 實(shí)際上在大功率電路中實(shí)用的是電流互感器檢測，如圖 所示。 西安工業(yè)大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 20 只要 R1， R2滿足下式就能完全補(bǔ)償 ? ? ? ? ? ?2112/ / 2/s p iN N R mRR R V t?? （ ） 式中 ? ?/ 1. 8 / 0. 45 ttV t R C? 由于 R1和 R2 會從定時電容正端吸收電流而改變頻率，所以要選擇足夠大的（ R1+R2）以減小對頻率的影響，先選擇 R1，然后根據(jù)式 選擇 R2。下個周期則是由時鐘脈沖使 RF變低后才開始動作，如此一來 IL的峰值就可利用控制電壓獲得正確的控制，由此可知電流模式控制特性是由許多要素構(gòu)成。 (二 ) 固定 ON/OFF 時間控制。 假設(shè)二極管的通態(tài)壓降為 DU ，每個二極管的通態(tài)損耗為 /2onD D LP DU I? （ ） 兩個二極管的總通態(tài)損耗為 onD D LP DU I? （ ） 綜上可知全波整流電路使用的期間數(shù)少，結(jié)構(gòu)簡單，通態(tài)損耗小，缺點(diǎn)二極管耐壓高（相對于全橋型電路）總的來說適合所設(shè)計(jì)的電路。 綜合各電路的優(yōu)缺點(diǎn)選用結(jié)構(gòu)簡單的全波整流電路如圖 所示 ,變壓器中心抽頭構(gòu)成了全波整流電路， u2=u2a+u2b 且 u2a=u2b= 2 U2sinω t。在該變換器中滿載電流 20 A比較大，整流管和濾波電感上的壓降不可忽視，本變換器所用的整流二極管的壓降在 20A電流下約為 2． 5V，濾波電感的直流壓降取 0． 5V；另外，變換器滿載工作時會把電壓拉低，為避免把工作脈沖的占空比拉到最大時電壓電流仍然達(dá)不到要求，變壓器次級電壓要有一定的裕度 ，一般取變換器輸出電壓的 10％；所以，變壓器的次級電壓 Us=22 V。若工作磁感應(yīng)強(qiáng)度選擇太低，則變壓器體積重量增加，匝數(shù)增加，分布參數(shù)性能惡化；若工作磁感應(yīng)強(qiáng)度選擇過高，則變壓器溫升高，磁芯容易飽和，工作狀態(tài)不穩(wěn)定。 1. 增加初級繞組的電阻 2. 匹配功率開關(guān)管 3. 磁心加氣隙 4. 使用 mosfet 功率開關(guān)管 5. 使用電流模式拓?fù)? 由于綜合考慮到技術(shù)、成本、實(shí)現(xiàn)的難易，本設(shè)計(jì)將采用使用 mosfet 功率開關(guān)管和電流模式控制以減小磁通的不平衡。 如果 Ql、 Q2 是 MOSFET 管，則磁通不平衡問題兢遠(yuǎn)沒有那么嚴(yán)重。存儲時間為 ～ 6pts。當(dāng) Q1關(guān)斷 Q2 導(dǎo)通時， Np1 的同名端為正，磁心沿磁滯回線從 B2 往 B1 下降，其下降的實(shí)際值與 Np2 兩端電壓和 Q2 的導(dǎo)通時間成比例。頻率為 100～ 300kHz 時，由于磁心高頻損耗的原因，磁通變化范圍的峰值必須減至177。 5%的范圍內(nèi)。 如圖 所示輸出 Vm的直流或平均電壓為 ? ? 21 0 .5m o nm d cpNTVV????? ? ????????? （ ） Vm 對應(yīng)的主輸出整流器波形如圖 。 西安工業(yè)大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 11 導(dǎo)通時段，開關(guān)管的基極驅(qū)動必須足夠大，已使在整個電流范圍內(nèi)，都能夠把每個初級半繞組的底端電壓拉到低到等于開關(guān)管飽和導(dǎo)通壓降 Vea，約為 1V。、紋波電壓的范圍△ Vo，開關(guān)頻率 fs，就可以推出電路中 L、 C 的參數(shù)值和所需要開關(guān)管和二極管的耐壓和耐流值，從而選定各自的型號。時，電容在充電狀態(tài)。 UC3846 發(fā)出控制信號驅(qū)動 Q Q3 兩個 mosfet 管交替導(dǎo)通、截止 ,將輸入 24V 直流電壓變成高頻交流信號耦合到高頻變壓器的副邊 ,經(jīng)整流后得到所需的各等級電源 ,由于 UC3846 的輸出電流足夠大可以直接驅(qū)動開關(guān)管。減小開關(guān)管的開關(guān)損耗是保證開關(guān)管正常工作的重要因素。將在驅(qū)動電路部分分析解決。該 24V 電源用于后一級變換器的輸入西安工業(yè)大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 5 以及交流變頻調(diào)速裝置的風(fēng)扇和電機(jī)磁閘電源。采用開關(guān)電源后 ,可以使變頻器體積小 、重量輕、功耗低、穩(wěn)壓范圍寬 ,大大地改善了裝置的控制可靠性及保護(hù)性能。采用開關(guān)電源后，可以使相關(guān)裝置體積小、重量輕、功耗低、穩(wěn)壓范圍寬，大大地改善了裝置的控制可靠性及保護(hù)性能。 主要作為高功率脈沖電源的初級電源和大型軍用設(shè)備的電源系統(tǒng) ,也可以應(yīng)用于大電流快速充放電系統(tǒng)和電子、通信、航天、醫(yī)療等各個領(lǐng)域 ,其中 ,幾十～幾百千瓦的大、高功率開關(guān)電源主要應(yīng)用于現(xiàn)代化工業(yè)、國防事業(yè)和大型科研項(xiàng)目中 ,具有非常廣泛的應(yīng)用前景。 電源技術(shù)發(fā)展到今天，己融匯了電子、功率集成、自動控制、材料、傳感、算機(jī)、電磁兼容、熱工等諸多技術(shù)領(lǐng)域的精華，已從多學(xué)科交叉的邊緣學(xué)科成長為獨(dú)樹一幟的功率電子學(xué)。模塊化與小型化分不開，同時模塊化可提高電源的可靠性，簡化生產(chǎn)與使用。很多關(guān)鍵的設(shè)備還需要不間斷電源，以確保市電停電時設(shè)備仍能工作。并對 buck 變換器進(jìn)行建模，在 MATLAB 上進(jìn)行仿真驗(yàn)證。第一級采用 buck 變換，二級采用半橋推挽式變換 器。隨著微電子制造技術(shù)的進(jìn)步，計(jì)算機(jī)、通信設(shè)備、家用電器得到飛速發(fā)展，這些設(shè)備內(nèi)部往往需要采用直流穩(wěn)壓電源供電。功率重量比或功率體積比是表征電源小型化的重要指標(biāo)， 50w/in 的開關(guān)電源早已上市，目前己向 120W/in發(fā)展。無電網(wǎng)污染、無電磁干擾、省電節(jié)能等綠色指標(biāo)是全球范圍的熱門話題，并有相關(guān)的國際和國家標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范進(jìn)行約束。它以小型、輕量和高效率的特點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于以電子計(jì)算機(jī)為主導(dǎo)的各種終端設(shè)備、通信設(shè)備等幾乎所有的電子設(shè)備，是當(dāng)今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源形式。 近年來，在高壓大功率的應(yīng)用場合，開關(guān)電源作為一種高效好型、高性能的電源己廣泛用于家用電器、電子計(jì)算機(jī)、變頻器等電子設(shè)備中。變頻器的控制回路、驅(qū)動回路、保護(hù)回路、檢測電路等需要十余種相互隔離的電源。該電源主要由兩級組成 :第一級是降壓斬波器 ,通過 PWM 控制 V2 管的開通和關(guān)斷 ,使輸入電壓 (取自主回路中間直流電壓 )在50V~330V 范圍內(nèi)能夠輸出穩(wěn)定直流 24V 電壓。 開關(guān)電源的控制芯片在主回路與控制回路之間存在隔離問題 ,考慮到光耦合器速度較慢 ,且還需提供 工作電源 ,故本電源用脈沖變壓器實(shí)現(xiàn)主回路與控制回路之間的隔但使用脈沖變壓器對斬波器斬波管 V2 的驅(qū)動會生一些問題。圖 是不加吸收電容和加吸收電容時的驅(qū)動波形。 在過載時使 UC3846 停止工作。當(dāng) is i。其工作圖如下圖 和圖 所示 :西安工業(yè)大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 8 圖 Tr導(dǎo)通 圖 Tr關(guān)斷 在一般的電路中是期望 BUCK 電路工作在連續(xù)導(dǎo)通模式下的，在一個完整 的開關(guān)周期中， BUCK 變換器的工作分為兩段，其工作波形圖為 : 圖 buck 變換器的參數(shù)計(jì)算 在 BUCK變換器電路中給定輸入電壓 Vs的范圍、輸出電壓 Vo、功率 P輸出電流 I。的脈沖驅(qū)動 Q1和 Q2 基極外，它的控制電路和其他電路原理一樣。電容和電感的功能分析和計(jì)算過程與 buck 調(diào)整器完全一樣。在此范圍內(nèi)，從輸出電壓值將保持在177。 2020G 之間。其上升的實(shí) 際值與 Np1 兩端電壓和 Q1導(dǎo)通時間的乘積成比例。 西安工業(yè)大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 13 如果 Q Q2 是雙極型晶體管，則其存儲時間會使集電極導(dǎo)通時間比基極脈沖的時間長。這樣，失控狀態(tài)將很快出現(xiàn)，磁心飽和，開關(guān)管損壞。 綜上所訴，可以從平衡伏秒數(shù) 出發(fā)用以下幾個方法減小磁通不平。 2. 工作磁感應(yīng)強(qiáng)度的確定 工作 磁感應(yīng)強(qiáng)度 Bm 是開關(guān)電源變壓器設(shè)計(jì)中的一個重要指標(biāo)，它與磁芯結(jié)構(gòu)形式、材料性能、工作頻率及輸出功率的因素有關(guān)關(guān)。 因?yàn)樽儞Q器的電路形式為 推挽式 ，所以變壓器的初級電壓 Up=24 V。變壓器初級繞組繞在中間，次級是中間抽頭輸出，共有4個繞組，各 2 個繞組繞在初級的兩邊。在穩(wěn)態(tài)的條件下，電感電流平均值等于負(fù)載電流，因此二極管電流平均值也等于負(fù)載電流的一半。 的電流模式控制的 DCDC 變換器的電感檢測方法有三種，分別是 : (一 ) 平均電流模式控制。電感電流 IL值亦即控制電壓，是利用輸出電壓的歸返信號控制， IL的檢測信號則與控制電壓 Vc作比較，被檢測的 IL直到與 Vc相同之前， PWM 調(diào)節(jié)器的輸出會持西安工業(yè)大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 19 續(xù)維持 Tr1為 ON 狀態(tài)，若 IL與 Vc相同時就使 Tr1為 OFF 狀態(tài)。若選擇 R1， R2 使疊加到 Vi 電壓斜率等于 輸出電感電流下降斜率的一半，則輸出電感電流平均值與開關(guān)管脈寬無關(guān)。 在實(shí)際電路設(shè)計(jì)時，特別在設(shè)計(jì)大功率、大電流電路時采用電阻檢測的方法并不理想，因?yàn)闄z測電阻損耗大，達(dá)數(shù)瓦，甚至十幾瓦；而且很難找到幾百毫歐或幾十毫歐那么小的電阻。 綜上所述，一級變換電流檢測采用圖 ，二級采用圖 ，較簡單實(shí)用。 UCX843A 是專為低壓應(yīng)用設(shè)計(jì)的，低壓鎖定門限為 伏（通）和 伏（斷）。 特點(diǎn)和引腳說明 高頻開關(guān)電源集成控制器 (1)自動前饋補(bǔ)償。 (9)精密帶隙基準(zhǔn)電源，精度177。該端可接給定信號。該端接給定信號。在開環(huán)系統(tǒng)中，該端直接與引腳 7 相連，構(gòu)成跟隨器。 178。 178。 178。 為了防止開關(guān)管直通，在實(shí)際過程中， UC3846/47 內(nèi)部的振蕩器將生成特定的輸出“死區(qū)”時鐘信號。該電路具有以下優(yōu)點(diǎn)： ① 電路結(jié) 構(gòu)較簡單可靠 ,具有電氣隔離作用。 所以一級變換器驅(qū)動采用該電路。 當(dāng)電源供電電壓過低或電源輸出端過載、短路時，電源的初級電流都會大幅度增加，由于采樣電阻 Rs 的限流作用，使得電源的工作占空比縮小，輸出電壓下降，電源處于非正常工作狀態(tài)。 圖 RCD電路 充放電型 RCD 緩沖電路在場效應(yīng)管關(guān)斷時開始動作，在理想狀態(tài)下，場效應(yīng)管的漏一源電壓是緩慢上升的。 R 的計(jì)算 . 如果要控制電壓的上升率，應(yīng)該在 MOSFET 的每一個開通周期內(nèi)將電容的電荷完全釋放，要求緩沖電路的 RC 常數(shù)比開關(guān)周期小，通常是開關(guān)周期的 1/3。功率二極管的恢復(fù)系數(shù) Sr 定義為 tb 與 t。方法適合于有欠壓封鎖功能的 PWM 芯片。 PWM 芯片 UC3846 需要電源提供 33mA 才能運(yùn)行。它在數(shù)學(xué)類科技應(yīng)用軟件中在 數(shù)值計(jì)算 方面首屈一指。而 UC3846 的遲滯環(huán)寬（回差）僅 400mV，這就意味著如果電容上電 壓在 10ms 內(nèi)降落比回差大， PWM 將恢復(fù)到欠壓鎖定狀態(tài)，隨后又通過電阻 R對電容充電，經(jīng)過一定時間又達(dá)到欠壓上門限。變換器工作，由主變壓器自舉線圈向 PWM 芯片供電。 自舉電路設(shè)計(jì) 供電電路設(shè)計(jì) 如圖 所示， R Z1 將 Q4的基極電壓穩(wěn)定在 16V， R4給 Q4提供集電極電流，經(jīng) D22 給 電容 C17 充電，當(dāng)電壓達(dá)到 UC3842 的啟動電壓時，芯片開始工作，構(gòu)成了啟動電路； T1 轉(zhuǎn)換器工作后由變壓器繞組 1314 和 1315 提供的感應(yīng)電壓經(jīng) D2 D2 L R C D20 整流、 U3（ 7816）穩(wěn)壓后繼續(xù)給 U2 提供+16V 工作電壓，同時，感應(yīng)電壓經(jīng)整流濾波后，通過 R4 C43 給 SCR2 提供電流觸發(fā)，使 SCR2 導(dǎo)通，使得 310V 電壓經(jīng) R SCR2 到地， Q4 截止，以此來保護(hù)R