【正文】 理圖，圖11a中Ui是開關電源的工作電壓，即：直流輸入電壓；K是控制開關，R是負載。串聯式開關電源的缺點是輸入與輸出共用一個地，因此，容易產生EMI干擾和底板帶電，當輸入電壓為市電整流輸出電壓的時候，容易引起觸電，對人身不安全。圖13a)、圖14a)、圖15a)分別為控制開關K輸出電壓uo的波形；圖13b)、圖14b)、圖15b)分別為儲能濾波電容兩端電壓uc的波形；圖13c)、圖14c)、圖15c)分別為流過儲能電感L電流iL的波形。實際上(18)式中的i(Ton+)就是(16)式中的iLm，即：上面計算都是假設輸出電壓Uo基本不變的情況得到的結果，在實際應用電路中也正好是這樣，輸出電壓Uo的電壓紋波非常小，只有輸出電壓的百分之幾，工程計算中完全可以忽略不計。參看圖14。(113)和(114)式的計算結果，只給出了計算串聯式開關電源儲能濾波電感L的中間值，或平均值，對于極端情況可以在平均值的計算結果上再乘以一個大于1的系數。開關電源原理與設計串聯式開關電源儲能濾波電容的計算(04)四、 (連載04)串聯式開關電源儲能濾波電容的計算星期五, 04/17/2009 13:55 — 陶顯芳 124．串聯式開關電源儲能濾波電容的計算我們同樣從流過儲能電感的電流為臨界連續(xù)電流狀態(tài)著手，對儲能濾波電容C的充、放電過程進行分析，然后再對儲能濾波電容C的數值進行計算?？梢宰C明，儲能濾波電容進行充電時，電容兩端的電壓是按正弦曲線的速率變化，而儲能濾波電容進行放電時，電容兩端的電壓是按指數曲線的速率變化，這一點后面還要詳細說明，請參考后面圖12圖12圖125的詳細分析。因此，最好按(117)式計算結果的2倍以上來選取儲能濾波電容的參數。圖1圖1 ，圖17電路中幾個關鍵點的電壓和電流波形。當開關電源工作于臨界連續(xù)電流狀態(tài)時，流過儲能電感的初始電流i(0)等于0(參看圖18a))，即：(126)式中流過儲能電感電流的最小值iLX等于0。同理，(129)和(130)式的計算結果，只給出了計算反轉式串聯開關電源儲能濾波電感L的中間值，或平均值，對于極端情況可以在平均值的計算結果上再乘以一個大于1的系數。因此有：式中ΔQ為電容器充電的電荷，Io流過負載的平均電流，T為工作周期。開關電源原理與設計并聯式開關電源的工作原理(08)八、 (連載08)并聯式開關電源的工作原理星期三, 04/22/2009 14:53 — 陶顯芳 141．并聯式開關電源的工作原理圖111a是并聯式開關電源的最簡單工作原理圖，圖111b是并聯式開關電源輸出電壓的波形。從(142)式可以看出，當并聯式開關電源的負載R很大或開路時，輸出脈沖電壓的幅度將非常高。當控制開關K接通時，輸入電源Ui開始對儲能電感L加電，流過儲能電感L的電流iL開始增加，同時電流在儲能電感中也要產生反電動勢eL；當控制開關K由接通轉為關斷的時候，儲能電感也會產生反電動勢eL。所以，并聯式開關電源屬于升壓型開關電源。144．并聯式開關電源儲能濾波電容的計算并聯式開關電源儲能濾波電容的計算，可以參考前面串聯式開關電源或反轉式串聯開關電源中儲能濾波電容的計算方法，同時還可以參考圖16中儲能濾波電容C的充、放電過程。同理，(158)和(159)式的計算結果，只給出了計算并聯式開關電源儲能濾波電容C的中間值，或平均值，對于極端情況可以在平均值的計算結果上再乘以一個大于1的系數。變壓器開關電源有單激式變壓器開關電源和雙激式變壓器開關電源之分，單激式變壓器開關電源普遍應用于小功率電子設備之中，因此，單激式變壓器開關電源應用非常廣泛。一般單激式變壓器開關電源在一個工作周期之內，只有半個周期向負載提供功率(或電壓)輸出。因此，有些場合在不影響對正、負半波電壓的理解時，或占空比不確定時，我們也習慣地把正、負半波稱為正、負半周。開關電源原理與設計正激式變壓器開關電源(13)十二、 (連載12)單激式變壓器開關電源工作原理星期一, 04/27/2009 09:01 — 陶顯芳 我們再來分析控制開關K關斷期間的情況。由此可知，在控制開關K關斷瞬間，當變壓器次級線圈回路負載開路時，變壓器次級線圈回路會產生非常高的反電動勢。在開關電源中，正激電壓和反激電壓是同時存在的，但在單激式開關電源中一般只能有一種電壓用于功率輸出。但勵磁電流產生的磁通并不直接向正激電壓Upa提供能量輸出，因為(171)、(172)、(173)、(174)等式中的磁通 并不是由正激電壓產生的，而是由勵磁電流自己產生的。另外，還需特別注意：(175)式中，正激電壓的幅值或半波平均值是不會跟隨控制開關的接通時間Ton或占空比D的改變而改變的；而反激電壓的幅值或半波平均值則要跟隨控制開關的接通時間Ton或占空比D的改變而改變，占空比D越大，反激電壓的幅值或半波平均值就越高。如果把開關變壓器初線圈或次級線圈的同名端弄反，圖117就不再是正激式變壓器開關電源了。反饋線圈N3繞組和削反峰二極管D3對于正激式變壓器開關電源是十分必要的，一方面，反饋線圈N3繞組產生的感應電動勢通過二極管D3可以對反電動勢進行限幅，并把限幅能量返回給電源，對電源進行充電；另一方面，流過反饋線圈N3繞組中的電流產生的磁場可以使變壓器的鐵心退磁，使變壓器鐵心中的磁場強度恢復到初始狀態(tài)。流過正激式開關電源變壓器的電流與流過電感線圈的電流不同，流過正激式開關電源變壓器中的電流有突變，而流過電感線圈的電流不能突變。在Ton期間，由于開關電源變壓器的電流的i10等于0，變壓器次級線圈N2繞組回路中的電流i2自然也等于0，所以，流過變壓器次級線圈N3繞組中的電流，只有變壓器初級線圈中勵磁電流?i1被折算到變壓器次級線圈N3繞組回路中的電流i3 (等于?i1/n)，這個電流的大小是隨著時間下降的。由(182)式可以看出，變壓器次級線圈N3繞組的匝數增多，即：L3電感量增大，變壓器次級線圈N3繞組的電流i3就變小，并且容易出現斷流，說明反電動勢的能量容易釋放完。開關電源原理與設計正激式變壓器開關電源電路參數的計算(15)十四、 (連載14)正激式變壓器開關電源的優(yōu)缺點星期五, 05/01/2009 15:45 — 陶顯芳 162．正激式變壓器開關電源的優(yōu)缺點為了表征各種電壓或電流波形的好壞，一般都是拿電壓或電流的幅值、平均值、有效值、一次諧波等參量互相進行比較。當流過儲能濾波電感的電流為連續(xù)電流時，負載能力相對來說比較強。因為一般正激式變壓器開關電源工作時，而反激式變壓器開關電源控制開關的占空比都取得比較小。一般圖117中的變壓器反饋線圈N3繞組和整流二極管D3，對變壓器初級線圈N1繞組漏感產生的反電動勢電壓是無法進行吸收的，這一點需要特別注意。例如電源輸入電壓為交流220伏，經整流濾波后其最大值就是311伏，根據(189)式可求得Uk = 622伏；如果輸入電壓為交流253伏(177。另外，正激式變壓器開關電源為了減少變壓器的勵磁電流，提高工作效率，變壓器的伏秒容量一般都取得比較大(伏秒容量等于輸入脈沖電壓幅度與脈沖寬度的乘積，這里用US來表示)，并且為了防止變壓器初級線圈產生的反電動勢把開關管擊穿，正激式變壓器開關電源的變壓器要比反激式變壓器開關電源的變壓器多一個反電動勢吸收繞組，因此，正激式變壓器開關電源的變壓器的體積要比反激式變壓器開關電源的變壓器的體積大。另外，由于正激式變壓器開關電源一般都是選取變壓器輸出電壓的一周平均值，儲能電感在控制開關接通和關斷期間都向負載提供電流輸出，因此，正激式變壓器開關電源的負載能力相對來說比較強，輸出電壓的紋波比較小。同時，它還會降低反電動勢的電壓上升率，對降低電磁輻射有好處。其中n為變壓器次級線圈與初級線圈的變壓比。因此，控制開關K由接通狀態(tài)突然轉為關斷，變壓器初級線圈回路中的電流突然為0時，變壓器次級線圈回路中的電流i2一定正好等于控制開關K接通期間的電流i2(Ton+)，與變壓器初級線圈勵磁電流?i1被折算到變壓器次級線圈的電流之和。開關變壓器次級線圈輸出電壓大小由(163)、(169)、(176)、(177)等式給出，電壓輸出波形如圖118a)。正激式變壓器開關電源有一個最大的缺點，就是在控制開關K關斷的瞬間開關電源變壓器的初、次線圈繞組都會產生很高的反電動勢，這個反電動勢是由流過變壓器初線圈繞組的勵磁電流存儲的磁能量產生的。圖117是正激式變壓器開關電源的簡單工作原理圖，圖117中Ui是開關電源的輸入電壓，T是開關變壓器，K是控制開關，L是儲能濾波電感，C是儲能濾波電容，D2是續(xù)流二極管，D3是削反峰二極管，R是負載電阻。在變壓器開關電源中，正激式輸出電壓的計算比較簡單，而反激式輸出電壓的計算相對來說很復雜，因此，如果沒有十分必要，最好采用半波平均值的概念和(175)式，通過計算正激電壓的半波平均值，來推算反激式輸出電壓的半波平均值。這樣定義雖然有點勉強，但主要目的還是為了讓我們增強對開關電源工作原理的理解。從圖116b可以看出，Upa正好等于Up，但Upa并不等于Up ，Upa 小于Up 。所以(165)式可以寫為：(166)式中，括弧中的第一項表示變壓器次級線圈回路中的電流，第二項表示變壓器初級線圈回路中勵磁電流被折算到變壓器次級線圈回路的電流。根據電磁感應定律可以對變壓器初級線圈N1繞組回路列出方程：e1 = N1*dф/dt = Ui —— K接通期間 (161)同樣，可以對變壓器次級線圈N2繞組回路列出方程：e2 = N2 *dф/dt = Up —— K接通期間 (162)根據(161)和(162)可以求得：Up = e2 =n*E1 = n*Ui —— K接通期間 (163)上式中，Up為正激式開關電源變壓器次級輸出電壓的幅值(圖116b中正半周)；Ui為正激式開關電源變壓器初級線圈N1繞組的輸入電壓；n為變壓比，即：開關變壓器次級線圈輸出電壓與初級線圈輸入電壓之比，n也可以看成是開關變壓器次級線圈N2繞組與初級線圈N1繞組的匝數比，即：n = N2/N1。嚴格地說，開關電源的輸出電壓才能稱為正、負半周電壓，但由于人們已習慣了正、負半周的叫法，所以，只要是有正、負電壓輸出的電源，我們還是習慣地把它們稱為正、負半周。因此，在控制開關K接通之前和接通之后，在變壓器初、次級線圈中感應產生的電動勢方向是不一樣的。這里的離線并不是不需要輸入電源，而是輸入電源與輸出電源之間沒有導線連接，完全是通過磁場偶合傳輸能量。式中：Io是流過負載電流的平均值，T為開關工作周期，ΔUPP為濾波輸出電壓的波紋，或電壓紋波。同理，(154)和(155)式的計算結果，只給出了計算并聯開關電源儲能濾波電感L的中間值，或平均值，對于極端情況可以在平均值的計算結果上再乘以一個大于1的系數。因此，由(145)和(149)式，可求得反轉式串聯開關電源輸出電壓Uo為：一般，并聯式開關電源的輸出電壓Uo都是取自輸出電壓uo脈沖電壓的幅值Up ，經整流濾波以后儲能濾波電容C兩端的輸出電壓基本就是Up ，即：Up = Uo —— 并聯式開關電源 (151)這里特別指出：(150)和(151)式的結果，雖然是以開關電源工作于臨界連續(xù)電流狀態(tài)的條件求得，但對于開關電源工作于連續(xù)電流狀態(tài)或斷流狀態(tài)同樣成立，因為，輸出電壓Uo只取其峰值電壓Up，而不是取其平均值。而圖11圖11 ，圖112電路中各點的電壓、電流波形。當圖111a中的控制開關K由接通狀態(tài)突然轉為關斷時，儲能電感L會把其存儲的能量(磁能)通過反電動勢進行釋放，儲能電感L產生的反電動勢為：式中負號表示反電動勢eL的極性與(135)式中的符號相反，即：K接通與關斷時電感的反電動勢的極性正好相反。另外，開關電源的負載一般也不是固定的，當負載電流增大的時候，開關電源濾波輸出電壓的紋波也將會增大。這是整流濾波電路的普遍規(guī)律。根據(121)式：iLm =Ui*Ton/L —— K關斷前瞬間 (121)(121)式可以改寫為：4Io = Ui*T/2L —— K關斷前瞬間 (128)式中Io為流過負載的電流，當D = ，其大小等于最大電流iLm的四分之一；T為開關電源的工作周期，T正好等于2倍Ton。實際上(123)式中的i(Ton+)就是(121)式中的iLm，即：i(Ton+) = iLm —— K關斷前瞬間 (124)因此，(19)式可以改寫為：iL =( Uo/L) *t + iLm —— K關斷期間 (125)當t = Toff時iL達到最小值。當控制開關K接通的時候，輸入電源Ui開始對儲能電感L加電，流過儲能電感L的電流開始增加，同時電流在儲能電感中也要產生磁場；當控制開關K由接通轉為關斷的時候，儲能電感會產生反電動勢，使電流繼續(xù)流動，并通過整流二極管D進行整流，再經電容儲能濾波，然后向負載R提供電流輸出。同理，(117)和(118)式的計算結果，只給出了計算串聯式開關電源儲能濾波電容C的中間值，或平均值，對于極端情況可以在平均值的計算結果上再乘以一個大于1的系數。當作用時間t大于二分之一Ton的時候，流過儲能濾波電感L的電流iL開始大于流過負載的電流Io ，所以流過儲能濾波電感L的電流iL有一部分開始對儲能濾波電容C進行充電，儲能濾波電容C的兩端電壓開始上升。串聯式開關電源工作于臨界連續(xù)電流狀態(tài)，輸出電壓Uo等于輸入電壓Ui的二分之一，等于濾波輸入電壓uo的平均值Ua；且輸出電流Io也等于流過濾波電感L最大電流iLm的二分之一。我們先看(16)式：iLm =(UiUo)/L *Ton + i(0) —— K關斷前瞬間 (16)當串聯式開關電源工作于臨界連續(xù)電流狀態(tài)時，即D = ，i(0) = 0，iLm = 2 Io，因此，(16)式可以改寫為：2Io = Uo/2L *T —— K關斷前瞬間 (112