【正文】 我們提出了一種開 C 型槽的新型寬帶天線 ,通過 C 型槽增加電流路徑激勵(lì)處新的諧 振點(diǎn) ,并不斷改變饋電方式來優(yōu)化性能，展寬帶寬。且 width 對高頻影響較大，對低頻影響較小。 基于 WLAN 雙開 C 型槽天線的 xoy 平面增益方向圖、 xoz 平面增益方向圖、yoz 平面增益方向圖和 3D 方向圖分別如圖 52圖 52圖 523 和圖 524 所示。 改進(jìn)饋電后的 C 型槽天線的 3D 模型圖如圖 59： 圖 59 改進(jìn)饋電后的 C 型槽天線的 3D 模型圖 改變 C 型槽長度，探討其對諧振點(diǎn)的影響，所得曲線如圖 510 所示： 1 .4 1 .6 1 .8 2 .0 2 .2 2 .4 2 .6 2 .8 3 .0 3 .2 3 .4 3 .63 53 02 52 01 51 050S11(dB)F re q (G H z ) d y =8m m d y =9m m d y =10 m m d y =11 m m d y =12 m m 30 圖 510 不同 dy 對應(yīng)的曲線 從掃描分析結(jié)果中可以看出，諧振頻率隨著 dy 的增加而增加，當(dāng) dy=10mm 時(shí)，諧振頻率約為 。 使用參數(shù)掃描分析功能分析諧振頻率隨著 dy 的變化關(guān)系，從而找到諧振頻率為 時(shí)對應(yīng)的 dy 值。 22 分析在 下天線的表面電流密度分布（圖 47）和電場分布（圖 48）可知，因?yàn)閭鞑シ较蛏现挥须妶?，沒有磁場，所以天線工作模式為模。 根據(jù)理論分析可知，矩形微帶天線的諧振頻率主要由輻射貼片的長度決定，貼片的長度越長，則諧振頻率越低。 輻射貼片的長度一般取為；這里是介質(zhì)內(nèi)的導(dǎo)波波長，即為： (42) 考慮到邊緣縮短效應(yīng)后，實(shí)際上的輻射單元長度 L 應(yīng)為： L=(43) 式中，是有效介電常數(shù)，Δ L 是等效輻射縫隙長度。其中最常用的是微帶線饋電和同軸線饋電兩種饋電方式。分析完成后，如果結(jié)果不收斂， 則需要重新設(shè)置求解參數(shù)；如果結(jié)果收斂，則說明計(jì)算結(jié)果達(dá)到了設(shè)定的精度要求。 設(shè)置邊界條件。主要的廠商有：安捷倫 (Agil)， Ansoft， zelnad 等。只要知道網(wǎng)絡(luò)的散射參量，就可以將它變換成其它矩陣參量。 1997 年 SeongOok Park 首次提出利用漸近提取法對 SommerfeldType 積分進(jìn)行處理 , 積分速度有了很大提高 , 使矩量法再次得到人們的重視。在腔模理論中，認(rèn)為腔內(nèi)場是二維函數(shù)，這在薄基片時(shí)是合理的，但對于厚基片將引入誤差。 腔模理論 腔模理論是 1979 由 等人提出的經(jīng)典分析方法。 傳輸線的另外一個(gè)主要的缺點(diǎn)是，除了諧振點(diǎn)外，輸入阻抗隨頻率變化曲線是不準(zhǔn)確的。這是這種方法的方便之處。場在傳輸方向是駐波分布，而在其垂直方向（圖中的寬度方向）是常數(shù)。微帶饋線超過縫的距離 d，終端開路。三種負(fù)載所決定的駐波分布，其區(qū)別在于傳輸線終端處波的相位不同。入射波與反射波同向疊加達(dá)最大值，反向疊加達(dá)最小值。 天線頻帶寬度通常用相對帶寬表示： (29) 天線的帶寬目前習(xí)慣按以下的相對帶寬分類： 窄帶天線： 0%≤B≤1%； 寬帶天線： 1%≤B≤25%； 超寬帶天線： 25%≤B≤200%； 由于 0≤≤1,B是 的單調(diào)減函數(shù)，因此 B 的最大值 200%是不可能達(dá)到的， 因?yàn)樗鼘?yīng)于； B 的最小值 0%對應(yīng)于單頻工作＞ 0。 線極化天線又分為水平極化（電場方向與地面平行）和垂直極化（電場方向與地面垂直）天線。 天線的輸入阻抗是天線的一個(gè)重要參數(shù)，它與天線的幾何形狀、激勵(lì)方式、與周圍物體的距離等因素有關(guān)。 = (23) 式中的分別為受試天線和理想的無方向性天線的輻射功率。定義為： F（） == (21) 式中的為指定距離上某方向（）的電場強(qiáng)度值，為同一距離上的最大電場強(qiáng)度值；為方向性函數(shù)的最大值。介紹了微帶天線的研究背景和研究進(jìn)展。在許多實(shí)際設(shè)計(jì)中，微帶天線的諸多優(yōu)點(diǎn)遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過它的缺點(diǎn)，使其得到了廣泛的應(yīng)用與發(fā)展。 雖然國內(nèi)外對槽天線已經(jīng)有較為廣泛深入研究，但隨著天線對寬帶化、小型化以及多頻段等多方面的要求日益提高，仍有諸多問題尚未解決，特別在新型結(jié)構(gòu)及饋電方法 7 等方面還有待完善。 L. Zhu 等人對傳統(tǒng)的矩形窄縫天線做出了改進(jìn)，將輸入端設(shè)計(jì)為四分之一波長的阻抗變換段，并與四分之一波長的微帶開路枝節(jié)相連，按適當(dāng)?shù)钠茖p隙偏置饋電，使得駐波比帶寬達(dá) 32%。國內(nèi)外對槽天線的設(shè)計(jì)研究主要包含以下 幾個(gè)方面： （ 1）漸變槽天線。通過分析研究 C 型槽線諧振特性，選取合適的饋電方式，利用仿真軟件 HFSS 對該天線的參數(shù)進(jìn)行了仿真和優(yōu)化。這些缺點(diǎn)大大限制了它的應(yīng)用范圍。對微帶天線的研究正在蓬勃展開，這是一個(gè)具有極強(qiáng)生命力的課題。 Yoshimura 等人于 1972 年提出了典型的矩形窄槽天線。但超寬帶室內(nèi)通 信對極化特性要求不高，因此這種天線可以作為室內(nèi)超寬帶通信天線使用。 微帶天線的應(yīng)用 在無線電技術(shù)領(lǐng)域，對于信息的傳輸，天線的作用是不可或缺的。在電視技術(shù)領(lǐng)域，隨著電視在農(nóng)村的普及以及高清晰度電視的出現(xiàn)，微帶天線的發(fā)展和應(yīng)用有著廣闊的市場和光明的前景。 第六章， 對本論文進(jìn)行簡單總結(jié)，并對未來發(fā)展進(jìn)行展望。主瓣寬度愈小，說明天線輻射的能量愈集中，定向性愈好。 輸入阻抗 天線的輸入阻抗定義為天線輸入端的電壓與電流的比值，表示為 = = + j(26) 式中的表示輸入阻抗，表示輸入電抗。 天線的極化特性是天線在其最大輻射方向上電場矢量的取向隨時(shí)間變化的規(guī)律。接受天線的有效面積定義為：天線所接收的功率等于單位面積上的入射功率乘以它的有效面積。設(shè)已 11 知終端電壓和終端電流 (217) 式中 為終端負(fù)載阻抗。他們?nèi)Q于傳輸線終端所接的負(fù)載。它們形成了三種饋電方式，不管哪種饋電方式，對于 微帶饋線來說縫相當(dāng)于傳輸線上的一個(gè)串聯(lián)諧振回路。 13 第三章 微帶天線的分析方法 傳輸線法（ TML） 利用傳輸線模式分析微帶天線是比較早期的方法，也是最簡單的方法。它們等效為磁流，由于接地板的作用，相當(dāng)于兩倍磁流向上半空間輻射。但是它的應(yīng)用范圍受到很大的限制。因?yàn)槲炀€并非只存在最低階的傳輸線模式，還有其他高次模式場的存在，在失諧時(shí)這些模式將顯示其作用。 但是，基本的腔模理論同樣要經(jīng)過修正，才能得到較準(zhǔn)確的結(jié)果。全波分析中的數(shù)值分析方法主要包括矩量法、有限元法和時(shí)域有限差分法。 S 參數(shù)就是建立在入射波、反射波關(guān)系基礎(chǔ)上的網(wǎng)絡(luò)參數(shù)，適于微波電路分析，以器件端口的反射信號以及從該端口傳向另一端口的信號來描述電路網(wǎng)絡(luò)。全波分析中的數(shù)值分析方法主要包括矩量法(MOM)，有限元法 (FEM)，時(shí)域有限差分法 (FDTD)，而且隨著計(jì)算條件的不斷改善，新的方法也不斷涌現(xiàn)。使用 HFSS 進(jìn)行天線設(shè)計(jì)時(shí)，可以選擇模式驅(qū)動(dòng)（ Driven Modal）求解類型或者終端驅(qū)動(dòng)（ Driven Terminal）求解類型。 設(shè)置求解參數(shù)，包括設(shè)定求解頻率和掃頻參數(shù)，其中，求解頻率通常設(shè)定為天線的中心工作頻率。 Optimetrics 優(yōu)化設(shè)計(jì)。因此，改動(dòng)饋電點(diǎn)的位置是獲得阻抗匹配的簡單辦法。 饋電點(diǎn)位置和輸入阻抗 設(shè)計(jì)中，微帶線饋電點(diǎn)的位置選在輻射貼片的中點(diǎn)。假設(shè)天線的邊緣阻抗為，微帶線特性阻抗為，1/4 波長阻抗轉(zhuǎn)換器的特性阻抗為。 25 第五章 C型槽天線的設(shè)計(jì) 基于 WLAN C型槽天線的設(shè)計(jì) 基于 WLAN C 型槽天線的設(shè)計(jì)的 3D 模型圖如圖 51 圖 51 基于 WLAN C 型槽天線的 HFSS 設(shè)計(jì)模型 根據(jù)理論分析可知， C 型槽天線的長度越長，則諧振頻率越低。 經(jīng)過優(yōu)化設(shè)計(jì)，找到滿足要求的天線設(shè)計(jì)，如上圖所示。 33 34 基于 WLAN 雙開 C型槽天線的設(shè)計(jì) 為了更進(jìn)一步探究尺寸改變對諧振點(diǎn)和帶寬的影響，我們又設(shè)計(jì)了一種基于 WLAN 雙開 C 型槽天線的設(shè)計(jì)，如圖 517： 圖 517 基于 WLAN 雙開 C 型槽天線的 HFSS 設(shè)計(jì)模型 改變 C 型槽長度，探討其對諧振點(diǎn)的影響，所得曲線如圖 518 所示：0 .0 0 .5 1 .0 1 .5 2 .0 2 .5 3 .0 3 .5 4 .0 4 .5 5 .05 04 03 02 01 00S11(dB)F re q (G H z ) d y =7m m d y =8m m d y =9m m d y =10 m m d y =11 m m 圖 518 不同 dy 對應(yīng)的曲線 從掃 描分析結(jié)果中可以看出，諧振頻率隨著 dy 的增加而增加，當(dāng) dy=9mm 時(shí)，諧振頻率約為 。 基于 WLAN 雙開 C型槽天線的設(shè)計(jì) 將工作頻率改為 ，模型圖如下： 圖 525 基于 WLAN 雙開 C 型槽天線的 HFSS 設(shè)計(jì)模型 改變 C 型槽長度，探討其對諧振 點(diǎn)的影響，所得曲線如圖 526 所示： 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 114 03 53 02 52 01 51 0505S11(dB)F re q (G H z ) d y =8m m d y =9m m d y =10 m m d y =11 m m d y =12 m m 圖 526 不同 dy 對應(yīng)的曲線 從掃描分析結(jié)果中可以看出，諧振頻率隨著 dy 的增加而增加，當(dāng) dy=10mm 時(shí)，諧振頻率約為 ?，F(xiàn)階段， WLAN5GHz 天線的設(shè)計(jì)逐漸受到人們的喜愛 ，具有單諧振頻點(diǎn) ，形狀多樣化的優(yōu)點(diǎn)，但是尺寸都較大 ，輻射特性不理想，仍需進(jìn)一步完善。 44 參 考 文 獻(xiàn) [1] Lewis L., M. Fassett, J. Hunt, “A broadband stripline array element,” in Proc. Antennas and Propagation Society International Symposium, pp. 335337, 1974. [2] N. Fourikis, N. Lioutas, . Shuley, “Parametric study of the co and crosspolarisation characteristics of tapered planar and antipodal slotline antennas,” IEE Proceedings H, Microwaves, Antennas and Propagation, vol. 140, no. 1, pp. 1722, Feb. 1993. [3] Acharya Pranay Raj, Joakim F. Johansson, Erik L. Kollberg, “Slotline Antennas for Millimeter and Submillimeter Wavelengths,” in Proc. 20th Euro Pean. Microwave Conference, pp. 353358, 1990. [4] Jung J. H., W. Choi, J. Choi, “A Small Wideband Microstripfed Monopole Antenna,” IEEE Microwave and Wireless Components Letters, vol. 15, no. 10, pp. 703705, Oct. 20xx. [5] Bahadori K., Y. RahmatSamii. “A Miniaturized EllipticCard UWB Antenna With WLAN Band Rejection for Wireless Communications,” IEEE Trans. Antenna and Propagation, vol. 55, no. 11, pp. 33263332, Nov. 20xx [6] Yoon I. J., H. Kim, H. K. 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