【正文】 致謝這學(xué)期，在朱**老師的悉心指導(dǎo)下，我順利地完成了畢業(yè)設(shè)計(jì)工作。如果有任何一路輸出端電壓超過其極限值，將會(huì)向控制器的閉鎖引腳發(fā)送一高電平信號，使控制器閉瑣，輸出電壓迅速下降。 圖47 供電電路穩(wěn)壓二極管的型號選取1N4120，其標(biāo)稱穩(wěn)定電壓，電流，啟動(dòng)電流。15V）濾去高次諧波和抗干擾電容；AD522 的13 腳必須與屏蔽端相連，以提高抗干擾能力。集成UGN—3501M 霍爾傳感器具有高靈敏度，工作溫度范圍寬（－20 +85℃）等特點(diǎn)，檢測電路以集成AD522 芯片為放大級。我們讓15V輸出端的電流占檢測電流的56%，12V輸出端的電流占檢測電流的34%， 5V輸出端的電流占檢測電流的10%，則 電流模式控制具有動(dòng)態(tài)反應(yīng)快、補(bǔ)償電路簡化、增益帶寬大、輸出電感小、易于均流等優(yōu)點(diǎn)，因而取得越來越廣泛的應(yīng)用。 電壓反饋的唯一功能就是使輸出電壓保持在一個(gè)固定的值，電源系統(tǒng)中，對輸出電壓進(jìn)行分壓（分壓比例為電壓參考值與額定輸出電壓的比值），將此電壓與參考電壓的誤差通過誤差放大器，用于校正脈寬，使輸出電壓穩(wěn)定。選用不同的CT、RT，即可調(diào)節(jié)振蕩器的頻率。當(dāng)+與端之間加200mA的限流檢測電壓時(shí)，輸出占空比下降到25％左右；檢測電壓再增加約5％，輸出占空比為0，所以必須小心地整定輸入信號電壓。由于輸出觸發(fā)脹沖的最大寬度受工作周期和死區(qū)時(shí)間的限制，3腳到地的電容不能大于1000pf.(3)誤差放大器 誤差放大器是差動(dòng)輸入的放大器。若輸入電壓低于6V時(shí)，可把116腳短接，這時(shí)5V電壓調(diào)整器不起作用。外加基準(zhǔn)電壓：6V；有交變輸出開關(guān)對，可以推挽輸出或單端輸出缺點(diǎn)是：需要精心處理電流、電壓取樣時(shí)的高頻噪聲抑制。主電路中的較小的濾波電路也起減小輸出高頻雜波作用。 滯環(huán)電流模式控制PWM(Hysteretic Currentmode control PWM)為變頻調(diào)制，也可以為定頻調(diào)制。因而需要斜坡補(bǔ)償。在該雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)只負(fù)責(zé)輸出電感的動(dòng)態(tài)變化，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電容，不必控制LC儲能電路。因而合成波形信號VΣ要有斜坡補(bǔ)償信號與實(shí)際電感電流信號兩部分合成構(gòu)成。近年來，由于大占空比時(shí)所必需的同步不失真斜坡補(bǔ)償技術(shù)實(shí)現(xiàn)上的難度及抗噪聲性能差，電流模式控制面臨著改善性能后的電壓模式控制的挑戰(zhàn)。 峰值電流模式控制 Uca的波形與電流波形Ui反相，所以，是由Uca的下斜坡（對應(yīng)于開關(guān)器件導(dǎo)通時(shí)期）與三角波UT或Us的上斜坡比較產(chǎn)生關(guān)斷信號。對輸出電壓的控制是閉環(huán)控制。③輸出LC濾波器給控制環(huán)增加了雙極點(diǎn)，在補(bǔ)償設(shè)計(jì)誤差放大器時(shí)，需要將主極點(diǎn)低頻衰減，或者增加一個(gè)零點(diǎn)進(jìn)行補(bǔ)償。電壓模式控制只有一個(gè)電壓反饋閉環(huán)，采用脈沖寬度調(diào)制法，即將電壓誤差放大器采樣放大的慢變化的直流信號與恒定頻率的三角波上斜波相比較，通過脈沖寬度調(diào)制原理，得到當(dāng)時(shí)的脈沖寬度。（1） 15V的輸出端流經(jīng)電感的電流電感兩端的電壓電感量為（2） 12V的輸出端流經(jīng)電感的電流電感兩端的電壓電感量為（3） 5V的輸出端流經(jīng)電感的電流電感兩端的電壓電感量為 二極管和電容器的選擇 由于輸出電壓不高，使得次級二極管不會(huì)有很高的反電壓，可選用耐壓40V的肖特基二極管。因?yàn)榭刂骗h(huán)只與一個(gè)相關(guān)的輸出端閉環(huán)，當(dāng)此輸出端電流低于臨界值時(shí)，占空比將減少以保持此輸出端輸出電壓不變。不論何種情況．只要輸入、輸出電壓保持不變，電流波形的斜率不會(huì)因負(fù)載電流的減小而改變。在這種瞬變條件下，高的原邊電壓和最大導(dǎo)通脈寬同時(shí)加上，盡管時(shí)間很短，如果變壓器設(shè)計(jì)沒有考慮這種情況，也會(huì)引起磁飽和。最后，在負(fù)載為零時(shí)它將等于變壓器副邊峰值電壓。磁化能量將引起較大反壓加在Tr的集一射極之間。當(dāng)Tr關(guān)斷時(shí)，續(xù)流二極管D3和儲能元件L構(gòu)成放能的回路，繼續(xù)對負(fù)載電阻R0供能。它是在Buck電路的開關(guān)S與續(xù)流二極管D之間加入單端變壓隔離器而得到的。正激變換器的能量儲存于輸出電感器是有利于負(fù)載的，儲能電容可以取得很小，因它只用來協(xié)助降低輸出紋波電壓。 正向激勵(lì)功率轉(zhuǎn)換電路 加在變壓器上電壓是振幅等于輸入電壓VI，寬度為開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間TON的脈沖波形。當(dāng)VT1被激勵(lì)導(dǎo)通時(shí)，電容C01將通過VT1，和變壓器T1的初級繞組N1放電，同時(shí)，電容C02則通過輸入電源、VT1和VI的初級繞組Nl充電、中點(diǎn)A的電位在充放電過程中將按指數(shù)規(guī)律下降。 推挽式轉(zhuǎn)換電路的輸出電壓V0＝2NDVI，式中，N為變壓器的匝比，D為晶體管的占空比，其優(yōu)點(diǎn)是：轉(zhuǎn)換效率高；經(jīng)濟(jì)實(shí)用；變壓器的利用率高；輸入輸出間隔離；晶體管加相同電壓，控制電路直接對其激勵(lì)，不需要驅(qū)動(dòng)變壓器。對PWM變換器，加在開關(guān)管S兩端的電壓及通過S的電流的波型近似為方波，如圖33所示圖32 PWM變換器的工作波形占空比D定義為： 功率轉(zhuǎn)換電路的選擇PWM型穩(wěn)壓電源功率轉(zhuǎn)換電路有挽推、全橋、半橋以及單端反激、單端正激等?；竟ぷ髟砣鐖D31所示。防止沖擊電流的最簡單方法是在線路個(gè)接入一只電阻。圖24 單相橋式整流電路為此，從滿載到空載變動(dòng)時(shí)，整流輸出電壓變動(dòng)較大，空載時(shí)有可能進(jìn)入間歇開關(guān)領(lǐng)域。以上的問題看似彼此獨(dú)立，其實(shí)它們之間存在著一定的關(guān)聯(lián)性解決這些問題，也許還是一條艱難而漫長的路。開關(guān)電源高頻化是其發(fā)展的方向，高頻化使開關(guān)電源小型化，并使開關(guān)電源進(jìn)入更廣泛的應(yīng)用領(lǐng)域，特別是在高新技術(shù)領(lǐng)域的應(yīng)用，推動(dòng)了高新技術(shù)產(chǎn)品的小型化、輕便化。圖12 線性電源的原理圖開關(guān)電源的原理圖如圖13所示：是將交流電先整流成直流電，在將直流逆變成交流電，在整流輸出成所需要的直流電壓。河南**大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）說明書39三路輸出的開關(guān)電源系統(tǒng)畢業(yè)論文目 錄第一章 概述 1 1 1 2 開關(guān)電源當(dāng)前存在的問題 3第二章 整流電路的設(shè)計(jì) 5 5 6 7 防止電流沖擊的設(shè)計(jì) 7 參數(shù)計(jì)算以及元器件的選型 8 9 變壓器參數(shù) 9 電容參數(shù)計(jì)算 9第三章 DC/DC變換器的設(shè)計(jì) 11 11 功率轉(zhuǎn)換電路的選擇 12 推挽式功率轉(zhuǎn)換電路 12 全橋式功率轉(zhuǎn)換電路 13 半橋式功率轉(zhuǎn)換電路 13 正向激勵(lì)功率轉(zhuǎn)換電路 14 反向激勵(lì)功率轉(zhuǎn)換電路 15 15 16 17 多路輸出的設(shè)計(jì) 17 變壓器設(shè)計(jì) 17 19 二極管和電容器的選擇 21 開關(guān)管的選擇 21第四章 控制電路的設(shè)計(jì) 22 22 22 23 峰值電流模式控制 24 25 26 開關(guān)電源集成控制器 26 GWl524的特點(diǎn) 27 1524 的極限使用值和主要電性能 27 GW1524的內(nèi)部結(jié)構(gòu) 27 GW1524工作過程 30 31 32 32 32 啟動(dòng)和集成電路供電電路設(shè)計(jì) 34 保護(hù)電路的設(shè)計(jì) 35第五章 結(jié)論及設(shè)想 37致謝 38參考文獻(xiàn) 39第一章 概述電子設(shè)備都離不開可靠的電源，進(jìn)入80年代計(jì)算機(jī)電源全面實(shí)現(xiàn)了開關(guān)電源化，率先完成計(jì)算機(jī)的電源換代，進(jìn)入90年代開關(guān)電源相繼進(jìn)入各種電子、電器設(shè)備領(lǐng)域，程控交換機(jī)、通訊、電子檢測設(shè)備電源、控制設(shè)備電源等都已廣泛地使用了開關(guān)電源，更促進(jìn)了開關(guān)電源技術(shù)的迅速發(fā)展。圖13 開關(guān)電源的原理圖開關(guān)電源和線性電源相比，具有以下優(yōu)點(diǎn)：體積小、重量輕（體積和重量只有線性電源的30%）、效率高（一般為70%而線性電源只有40%）、自身抗干擾性強(qiáng)、輸出電壓范圍寬、模塊化等優(yōu)點(diǎn)。近年,有些公司把開關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路也裝到功率模塊中去,構(gòu)成了“智能化”功率模塊(IPM),這樣縮小了整機(jī)的體積,方便了整機(jī)設(shè)計(jì)和制造。 第二章 整流電路的設(shè)計(jì)整流是將交流電變成脈動(dòng)直流電的過程。(2)開關(guān)電源的特點(diǎn)是效率高而體積小，若使用扼流圈時(shí)，為提高負(fù)載調(diào)整率需要接入扼流圈以及阻尼電阻。如圖25(a)所示，但平常電阻有損耗，這種方法適用小功率開關(guān)電源 圖25(b)和(c)也是采用電阻．但與電阻并聯(lián)一只開關(guān)(繼電器觸點(diǎn)和晶閘管)，電源接通時(shí)，開關(guān)斷開，電阻防止沖擊電流，正常工作時(shí)，與電阻并聯(lián)的開關(guān)接通．把電阻短路，減小了電阻損耗．這種方法適用于中等容量的開關(guān)電源。圖31 DC/DC變換器的基本原理圖它是一種控制開關(guān)S通/斷時(shí)間的比例，用電抗器與電容器蓄積能量的元件。 推挽式功率轉(zhuǎn)換電路控制開關(guān)晶體管VT1和VT2的基極，VT1和VT2以PWM方式激勵(lì)而交替通晰，將輸入直流電壓變換成高頻方波交流電壓。不足之處是：需要一對開關(guān)晶體管；晶體管的耐壓需要是輸入電壓的2倍；直流分量加到變壓器上，使其磁心易飽和。在VTl導(dǎo)通終了時(shí)，VA將下降至VI/2—VI；接著是一對晶體管都截止的期間，此時(shí)，VCE1=VC01，VCE2=VC02都接近輸入電源電壓的一半；當(dāng)VT2激勵(lì)導(dǎo)通時(shí)，電容C01將被充電，電容C02將放電，中點(diǎn)A電位在VT2導(dǎo)通終了時(shí)將增至VI/2+VI，即中點(diǎn)A的電位在開關(guān)過程中將在VI/2的電位上以177。變壓器次