【正文】 率波動小于1％時，由比 Delta變換器所提供的幅度不超過?15％的逆變電壓補償輸出電壓。(2)頻率變換功能，可以將輸入電壓的頻率變成需要的頻率。另一方面在UPS的整流器發(fā)生故障時可使用戶有時間來保護負載。額定容量是指充足電的蓄電池放電到終止電壓時輸出的電量。80年代初期，為了提高逆變電源的通信功能及顯示功能，逆變電源的設計中采用了微處理器，但是，由于微處理器的速度問題，逆變電源的控制仍然采用模擬電路進行。（2） 控制方式靈活，系統(tǒng)升級方便，甚至可以在線修改控制算法，而不必改動硬件線路。監(jiān)控系統(tǒng)可以查詢歷史記錄，自動進行故障診斷，軟件修復，甚至進行參數(shù)的在線修改與調試。二、設計工作量大，周期長，而且調試不方便。畢業(yè)設計期間，我在導師的指導下主要設計了以下幾個方面的部分內容:(l)系統(tǒng)的硬件設計 (2)控制方案設計:在逆變的控制中采用SVPWM控制策略(3)SVPWM原理及仿真(4)蓄電池的充放電仿真(5)簡單的軟件設計2 全數(shù)字化UPS的硬件電路設計本設計采用在線式UPS給負載供電，所謂在線式是指不管電網是否正常工作，負載所用的交流電壓都要經過逆變電路，即逆變電路始終處于工作狀態(tài)， 當市電正常時，輸入電壓經過整流濾波電路，一路給逆變器提供電壓，逆變器輸出經過輸出變壓器和輸出濾波電路將SVPWM波形變換成隔離的純正弦波，另一路送入充電器給蓄電池補充能量。當市電正常，逆變器出現(xiàn)故障或輸出過載時，UPS工作在旁路狀態(tài)，靜態(tài)開關切換到市電端，由市電直接給負載供電。 本系統(tǒng)設計要求：在線式三進三出10KVA，輸入線電壓為380V,輸出線電壓220V圖2－1 UPS系統(tǒng)結構圖2．電路參數(shù)設計主電路參數(shù)設計三相不可控橋式整流負載上的電壓為脈動的線電壓，正如波形圖中以 U2 表示輸入相電壓有效值，并Uab超前 Ua30176。可知，其功率因數(shù)比較高，網側諧波比較少。電路工作情況具體分析如下：（1）在 0~t1期間，c 相電位為正，b 相電位為負，a 相電壓為正，但小于 c 相電壓。如果忽略正向管壓降，在此期間加在負載上的電壓就是線電壓 ucb，其電流通路為：c→VD5→LC→VD6→b。在輸入側端：由公式P=3UI, P=10KVA,U=380VI=P3U=100003380=I峰值＝2I=2=選擇二極管時，I39。將式改寫成按照上面的要求，設放電到3ms時，應當UC=，代入這些數(shù)據后，上式就變成：即：CR=式中，R是整流濾波電源輸出最大容量時的等效負載電阻值，于是電容（無源）采用這種方式的無源功率因數(shù)校正法，由于電感元件在能量的傳遞中起載體的作用，因此電感器元件的選型是一個關鍵，其參數(shù)的大小直接影響著功率因數(shù)校正的效果。本裝置開關管采用西門子公司的 IGBT，由于電力電子器件的發(fā)展，IGBT 的開關損耗越來越小，允許的開關頻率越來越高，因此可適當提高開關頻率，選取 f s=20kHz(BUCK)變換器圖2－4 降壓式變換器及波形上圖2－4為降壓式（BUCK）變換器及其輸出波形，BUCK變換器輸出電壓平均值U0總是小于輸入電壓Ui。當晶體管截止時，電感中電流不能突變，電感上感應電動勢使二極管導通，這時UO=Li0maxiomintoff=L?iofftoff式中，toff為晶體管截止時間； ?ioff為晶體管截止時間輸出電流變量在穩(wěn)態(tài)時?ion=?ioff=?i式中，?ion為輸出電流變量（一） buck 電路的電感電容參數(shù)設計buck 電路可以工作于不連續(xù)模式，但是會出現(xiàn)一些問題，最好能保證電路大部分時間工作在連續(xù)電流模式。(二)充電電路MATLAB仿真本次設計主要調節(jié)BUCK電路中給定輸入電壓值和占空比，對輸出電壓是否和理論值相同給予驗證。當VT截止時，電感電流減小，感應電動勢為左負右正，電感能量釋放，與輸入電壓順極性一起經二極管向負載供電，并同時向電容充電。穩(wěn)態(tài)時，uvT=0 0≤t≤DTUd DTt≤T據電路工作狀態(tài)，各電量間數(shù)量關系為求解可得輸入電壓U與輸出電壓Ud的變換關系為要想輸入300V輸出515V的直流電壓，此時：515=11D*300可以求得：D=（一）放電電感電容的選擇：設開關頻率為1KHz，電流變化值為1A，脈沖下降時間為1ms；由于放電電路輸入電壓為300V，輸出電壓為515V，則?U=515300=215V據?U=L?I?t (?U為瞬時反電動勢電壓；?t 為脈沖下降時間)則L=?U?T?I=215*1031=215mH取電感L為215 mH。Pulse取的參數(shù)如圖2－9所示圖2－9 Pulse參數(shù)設置圖2－10 充電電路的仿真模型圖2－11 BOOST電路的輸出電壓及諧波把MOS管技術引入功率半導體器件的思想開創(chuàng)了革命性的器件:絕緣柵雙極晶體管IGBT。 IPM 使產品的體積減小,縮短了開發(fā)時間,簡化了開發(fā)步驟。 IPM一般使用IGBT作為功率開關元件,并內藏電流傳感器及驅動電路的集成結構。 IPM內部的IGBT導通壓降低,開關速度快,故IPM功耗小。 在靠近IGBT的絕緣基板上安裝了一個溫度傳感器,當基板過熱時,IPM內部控制電路將截止柵級驅動,不響應輸入控制信號。(6)抗干擾能力強。IPM自動檢測驅動電源,當?shù)陀谝欢ㄖ党^10μs時,將截止驅動信號。(10)大大減少了元件數(shù)目。IPM內置驅動和保護電路，隔離接口電路需用戶自己設計。IGBT的柵極驅動電路就關閉，同時產生一個故障信號。電流在OC以上但持續(xù)時間小于toff(oc)時，過流保護電路不工作。（3）超溫保護靠近IGBT芯片的絕緣基板上裝有溫度傳感器，IPM的超溫保護單元實時監(jiān)測IPM基板的溫度，基板的溫度超過過熱斷開閾值時，IPM內的溫度保護電路就會中止柵極驅動，對模塊實行軟關斷，不響應控制輸入信號，直至過熱根源被排除。內部控制電路由15V直流電源供電。在控制電源上電和掉電期間，欠壓鎖定保護電路都有可能起作用，這屬于正?，F(xiàn)象，系統(tǒng)控制器程序所要考慮的只是所產生的故障輸出信號的脈沖寬度（5）誤動作報警輸出信號各種故障動作時間如果持續(xù)1ms以上，IPM即向外部CPU發(fā)出誤動作信號，直到故障撤消為止。IPM模塊內置保護功能齊全，具有欠壓保護、過熱保護、短路保護，如果模塊內有任何一種保護電路動作，IGBT柵極驅動單元就會關斷，并輸出一個故障信號(FO)，向系統(tǒng)控制器提供報替信號，使控制器的柵極控制信號為全高或全低，進一步封鎖IGBT的輸出，完成對系統(tǒng)的保護?？梢杂糜谙螂妱訖C的監(jiān)視程序提供過電壓,并且2個HI時鐘周期從同一個中斷源接收一次中斷,為使DSP芯片只識別一次中斷,低電平窄脈沖必須至少包含一個HI的下降沿,至多包含兩個HI的下降沿,即窄脈沖的寬度必須滿足:其中P為HI的周期, 2－13 RC決定窄脈沖的寬度,HI周期為60 ns ,RC值應該在60～120 ns之間,取脈沖寬度為94ns ,HI周期為50 ns ,RC值應該在50～100ns之間, ,可以滿足要求.圖2－13 采用74LS221觸發(fā)器實現(xiàn)的轉換電路.由于IPM模塊內部已經包含功率器件的驅動及保護電路，使用時只需提供驅動電源和PWM波形的開關控制信號，驅動電源需要4路相互獨立的電源，其3路獨立電源分別提供給逆變器上橋臂的3個開關器件，而下橋臂的3個開關器件由于共地，所以只需要1路獨立的電源。其具體的實現(xiàn)原理如圖2－14所示。1)LEM傳感器工作原理本實驗系統(tǒng)電量傳感器為LEM傳感器。其具體工作過程為：當主回路有一大電流流過時，在導體周圍產生一個強磁場，這一磁場被聚磁環(huán)聚集，并作用于霍爾器件，使其有一個信號輸出，這一信號經放大器放大，輸入到功率放大器中，這時相應的功率管的導通壓降改變，從而獲得一個補償電流，由于流過多匝繞組，使多匝導線產生一磁場，而與主電流 所產生的磁場 相反，因而補償了原來的磁場，使霍爾器件輸出的信號逐漸減小，最后當與匝數(shù)相乘所產生的磁場與所產生的磁場相等時，不再增加，這時霍爾器件就達到了零磁通檢測作用。圖2－16為LEM電流傳感器LA25NP測量電流接線圖 圖2－16 LEM電流傳感器測量電流接線圖 2) LEM 電壓傳感器L EM ,原邊電流與被測電壓的比一定要通過一個由用戶選擇的外部電阻確定，并將其串聯(lián)在傳感器原邊回路上。 ；(4) 抗外界干擾能力強； (5) 共模抑制比高； (6) 反應速度快； (7) 頻帶寬。=。14mA； 副邊額定有效值電流：25mA； 電源電壓（177。%； 線性度：＜% ； 零點失調電流：177。環(huán)境貯存溫度：－25℃～＋85℃ 。如圖2－20所示，圖2－20 信號調理電路原理圖傳感器輸出的—~ +~，送到TMS320LF2407的高速模數(shù)轉換端口，符合DSP的A/D口的電壓要求。3 SVPWM在逆變器電路中的應用空間電壓矢量PWM(SVPWM)控制技術,又稱磁通正弦PWM控制技術,它以三相對稱正弦波電壓供電時三相對稱電動機定子的理想磁鏈圓為基準、由三相逆變器不同的開關模式所產生的實際磁鏈矢量去逼近基準磁鏈圓,并由它們比較的結果決定逆變器的開關狀態(tài),形成PWM波形。這種轉換得到的電壓空間矢量定義為：U=23(Uu+Uvej23π+UWej43π)式中，U為定子側電壓空間矢量； UU.、UV.、176。各相都有相同的兩種正常的開關模式，以A相為例：當VT1導通、VT4關斷時，輸出點A連接到P點，A相輸出正電平；當VT4導通、VT1關斷時，輸出點A連接到點Q,A相輸出負電平，所以稱之為兩電平逆變器。為了便于分析，我們用理想開關代替上圖中的IGBT及反并聯(lián)的二極管，得到下圖。有兩種開關模式對應的電壓矢量幅值為零，稱為零矢量。逆變電路的形式可以變?yōu)锽相和C相并聯(lián)后再和A相串聯(lián)的形式。SVPWM控制技術的目標是通過控制開關狀態(tài)的組合，將空間電壓矢量控制為按設定的參數(shù)做圓形旋轉。在保留比較判斷式磁鏈追蹤型法的基礎上，形成了一種新的控制算法一高精度比較判斷式磁鏈追蹤型控制法。三矢量合成式磁通正弦法，即用實際磁鏈矢量追蹤理想磁鏈圓的方式，是用三段實際磁鏈合成磁鏈平。TX（Ty、T0）為對應電壓矢量UX(Uy、U0)的作用時間；其中。當合成矢量落在第一扇區(qū)內，則用平均值等效可得U4T4+U6T6=UTT=T0+T4+T6其中，TT6和T0分別為對應電壓矢量UU6和U0（U7）的作用時間，T為PWM周期值。圖3－4 七段式SVPWM波形圖所以，產生的開關序列為U0U4U6U7U7U7U6U4U0。根據這種對稱關系可以知道各矢量作用時間值也是關于圓心相對稱的。上述的計算方法沒有考慮和之和大于的情況，即過飽和的情況，所以在具體設計時就需要對和進行歸一化處理：，表3－3 發(fā)送順序T002T12T22T072T22T12T002U0U1U2U7U2U1U0在知道各扇區(qū)內兩相鄰矢量作用時間后，遵循開關次數(shù)最少的原則，便可采用七段式空間矢量合成方法來發(fā)送矢量，即：在每個扇區(qū)內，每個零矢量均以（000）開始和結束，中間的零矢量均為（111），其它非零矢量的發(fā)送保證每次只有一個開關切換。但逆變器開關頻率的提高必然造成電流諧波含量的增大和開關損耗的增加。（3）仿真通常比在實際電路中做實驗要便宜得多。（1）判斷矢量Ur所處的扇區(qū)。在MATLAB中SVPWM的總體仿真模塊如圖3－7所示，直流電壓取515V，并在輸出加一個低通濾波器如3－6所示右圖3－6 低通濾波器模塊SVPWM的總體仿真模塊如圖3－7所示一、 參考矢量Uα、Uβ的采樣由正弦信號通過3/2變換得到參考矢量Uα、Uβ，3/2變換模塊如圖3－8所示。gain3=32。MATLAB仿真模型如圖3－11為X、Y、Z仿真模型，3－12為矢量分配時間考慮和之和大于的情況，即過飽和的情況，所以在具體設計時就需要對和進行歸一化處理：，所以，在仿真模型中設置FCN1=u(1)*u(3)/(u(1)+u(2))FCN=u(3)u(2)u(1)FCN2=u(2)*u(3)/(u(1)+u(2))四、 矢量切換點TCMTCMTCM3計算先計算出變量Ta、Tb、TC，然后根據表3－4可以計算出在各個扇區(qū)內的PWM脈沖跳變對應的比較值TcmTcmTcm3，仿真模型如圖3－13所示圖3－13矢量切換點仿真模型 電源的頻率為50HZ，輸出未加濾波模塊，如圖3－14所示圖3－14 SVPWM輸出電壓UAB波形及諧波輸出加一個低通濾波器LOWPASS，仿真波形如圖3－15所示圖3－15 SVPWM輸出電壓UAB波形及諧波4 TMS320系列TMS320系列包括了定點、浮點、多處理器數(shù)字信號處理芯片和定點DSP控制器。迄今，TMS320系列已有：C1x、C2x、C20x、C24x、C5x、C54x、C6x定點DSPs、C3x、C4x浮點DSPs、C8x多處理器DSPs。將存儲器和外設集成到DSP芯片內，不僅降低了系統(tǒng)成本，而且節(jié)省了電路板空間。TMS320LF2407A共有144個引腳，采用PGE封裝 TMS320LF2407A的主要特點如下① 采用了高性能靜態(tài)CMOS技術，因此具有低功耗、高處理速度的特點。③ 有看門狗定時器，保證程序正常運行。二、 CPU及總線結構 TMS320LF2407A的CPU是基于TMS320C2XX的16位定點低功耗內核。兩個狀態(tài)寄存器ST0 和ST1用于實現(xiàn)CPU各種狀態(tài)的保存。 其片內存儲器資源包括：544字16位的雙端口數(shù)據/程序DARAM、2K字16位的單端口數(shù)據/程序SARAM、片內32K16位的Flash程序存儲器、256字16位片上Boot ROM、片上Flash/ROM具有可編程加密特性。T