【正文】 完成定時同步和載波同步。該信號經過信道后，接收到的信號 r(t)經過模／數變換，去掉保護間隔，以恢復子載波之間的正交性，再經過串／并變換和DFT 或 FFT 后，恢復出 OFDM 的調制信號，再經過并／串變換后還原出輸入符號。在相關系統(tǒng)中，通常采用信道估計的方法作為衡量定時估計的標準之一，并從中獲取含有時偏的信息，從而完成對時間偏移的估計和修正。對于無線移動通信系統(tǒng)而言，信道是變的，在傳輸過程中會出現(xiàn)無線信號的頻率偏移。 任何的頻率偏差都將引起載波間干擾（ ICI）。 其二是頻域同步 ， 要求系統(tǒng)估計和校正接收信號的載波偏移 。 根據接收的經信道影響產生了幅度和相位畸變并疊加了白高斯噪聲的接收序列來準確辨識出信道的時域或頻域傳輸特性 。盡管峰值功率出現(xiàn)的概率較低，但為了不失真地傳輸這些高 PAPR的 OFDM 信號，發(fā)送端 對高功率放大器的線性度要求很高，從而導致發(fā)送效率極低，接收端對前端放大器以及 A/D 變換器的線性度要求也很高。采用 OFDM 技術的最主要原因之一 是它可以有效地對抗多徑時延擴展。因此， OFDM 接收機 所看到的僅僅是存在某些相位偏移的、多個單純連續(xù)正弦波形的疊加信號，而且這種疊加也不會破壞子載波之間的正交性。在實際系統(tǒng)中，當OFDM 符號送入信道之前，首先要加入循環(huán)前綴，然后進入信道進行傳送。通常來講(如前所述 )，首先要確定三個參數：帶寬、比特率以及保護間隔。但是符號周期長度又不可能任意大，否則 OFDM 系統(tǒng)中包括更多的子載波數，從而導致子載波間隔相應減少，系統(tǒng)實現(xiàn)的復雜度增加，而且還加大了系統(tǒng)的峰值平均功率比，同時使系統(tǒng)對頻率偏差更加敏感。 (1)有用符號持續(xù)時間 有用符號持續(xù)時間 T對子載波之間間隔和譯碼的等待周期都有影響，為了保持數據的吞吐量，子載波數目和 FFT 的長度要有相對較大的數量，這樣就導致了有用符號持續(xù)時間的增大。因此在子載波數目的選擇上要綜合考慮傳遞信息的有效性和可行性。 短波通信中可以采用 MPSK， MQAM 的調制方式。矩形 QAM 包括 4QAM， 16QAM 以及 64QAM 等，因此每個星座點分別所對應的比特數量為 2， 4， 6。 13 (3)由于 OFDM 的自適應調制可以根據信道環(huán)境的優(yōu)劣采用更合理的調制方式，并通過使用加載算法，可以將數據集中到條件好的信道上進 行高速傳輸。此時，自適應調制會變得比較不適合，同時也會降低系統(tǒng)效率。因此，高的 PAPR使得 OFDM系統(tǒng)的性能大大下降甚至直 接影響實際應用。因此，在某些極限時刻，不同子載波在相位和時間上可能線性疊加，可能產生一些很大的幅度脈沖峰值，隨著子載波數 N的增大，脈沖峰值發(fā)生的概率會減少，但峰值會增大。所以，在 OFDM系統(tǒng)中，信號的 PAPR起伏較大，對射頻的線性功放提出了很高的要求，發(fā)送端對 H以的線性度要求很高且發(fā)送效率極低，接收端對前端放大器以及 A/D變換器的線性度要求也很高，如果這些非線性器件的動態(tài)范圍不能滿足信號的變化，則會給信號帶來畸變，使疊加信號的頻譜發(fā)生變化，從而導致各個子信道之間的正交性遭到破壞，產生互調干擾，使系統(tǒng)性能惡化，因此，應該盡可能地降低 OFDM系統(tǒng)的 PAPR。 圖 31 OFDM 仿真流程圖 OFDM 幀結構 和許多數字通信系統(tǒng)一樣，在 OFDM 系統(tǒng)中，被發(fā)送的信號 也是以幀來組織 15 在一起的。這里不作導頻方面考慮， 52 個子載波均用來傳輸數據，每個符號的持續(xù)時間為Ts。 OFDM系統(tǒng)參數見表 3－ 1。 語音信號的樣值可分為可預測和不可預測兩部分。在接收端只要把差值序列疊加到預測序列上，就可以恢復原始序列。因此，在無傳輸誤碼的情況下，解碼器輸出的重建信號 ?()mn 和編碼器的 ?()mn 完全相同。預測器采用一階預測器，量化區(qū)間在 [1,1]，量化間隔 為 。 信道編碼 誤碼率是衡量通信系統(tǒng)性能的一個重要的指標，信道編碼的主要目的就是為了將誤碼率降低到系統(tǒng)所要求的程度。 由以上的分析可知，為了滿足一定的誤碼率，有兩種方法，一種是增加 C，增加 C的方法是增加帶寬和信噪比。在碼率一定的情況下，誤碼率將隨著碼長的增加而指數下降。也就是說，相同誤碼率的情況下，采用了好的編碼技術的系統(tǒng)的信噪比要低幾個分貝。 為了達到規(guī)定的誤碼率，提高數字通信的可靠性，通常采用的信道編碼也稱為差錯控制編碼。 差錯控制方式常用的有下面所給出的三種： （ 1）檢錯重發(fā)方式（ ARQ）：發(fā)送端發(fā)出檢錯碼，接收端收到后經檢驗如果發(fā)現(xiàn)傳輸中有錯碼，但不知錯碼的準確位置，則通過反向信道把這一判斷結果發(fā)送給發(fā)送端。 子載波調制和解調 在第二章已經介紹了調制的基本原理，下面就仿真中所使用的 QPSK、 16QAM兩種調制方式及在 OFDM 中仿真的原理再分別做一詳細介紹。其原因在于：由于沒有使用過采樣，當這些樣值點被送到模／數轉換器 (A／ D)時，就有可能導致生成偽信號 (aliasing)，這是系統(tǒng)中所不能允許的。 IFFT 運算時，需要在原始的 N 個輸入值中添加一些零即可。 加入保護間隔和并串轉換 的保護間隔 長度為 FFT 時間的 1/4，所以只需要將 FFT 的輸出結果 I 信道和 Q 信道的數據 Ich2 和 Qch2 后 1/4 的部分拷貝到前端即可。其間的關系如下： ( ) ( ) ( )r t s t n t?? (36) n(t)是 AWGN 過程的樣本函數，概率密度函數和功率譜密度的關系如下： 01( ) [ / ]2n f N W H z? ? (37) 0N 是常數，通常被叫做噪聲功率密度。所以我們必須把變量 npow 換算成電壓，我們定義變量 attn，其與 npow 的關系為： 12attn npow? (310) 所以修改后，受功率為 npow 的噪聲影響的輸出數據為： ( ) ( ) ( )iout t idat a t at tn randn t? ? ? (311) ( ) ( ) ( )qout t qdat a t at tn randn t? ? ? (312) 所編程序中只要輸入 idata,qdata,attn 三個變量就可以得到噪聲影響的輸出信號。由式（ 313）， 式（ 314）可得： 0/b spow srEN br npow?? (315) 0/bspow srnpow br E N?? (316) 因為 0/bEN一般是以分貝形式給出，式（ 315）可以寫為： 0/1010 bENspow srnpow br??? (317) 由此我們可以計算出 npow。射頻信號從基站分出很多路徑，包括由反射波、散射波、衍射波。在多徑傳輸環(huán)境，接收信號時而加強時而削弱，這種現(xiàn)象稱作多徑衰落。 ()nxt和 ()nyt是 ()的同相和正交分量。當 N 足夠大時，我們可以得出 x(t)和 y(t)的聯(lián)合概率密度函數 : 22221( , ) e x p ( )22xyp x y ?? ??? (322) 此外， r(t)還可以被表示為 : ( ) ( ) c os( 2 ( ) )cr t R t f t t???? (323) ()Rt 和 ()t? 為 : 22()R t R x y? ? ?, 1( ) ta n [ / ]t y x?? ??? 通過使用變量代換，可得： 222( , ) e x p ( )22RRpR ? ?? ??? (324) 而對 ( , )pR? 的 R 從 0 到∞積分，可得 : 1()2p? ?? (325) 從以上的等式可以看出，包絡變化服從瑞利分布，相位變化服從均勻分布在傳輸路徑中。然后將前 1/4 的保護間隔去除，對于 QPSK 變?yōu)? 64 6， 16QAM 變?yōu)? 64 3。然后將此兩路數據送入解調模塊，分別除以歸一化因子后按照 節(jié)的敘述進行解調，解調輸出為 52 12 的數據。 Viterbi 譯碼屬于概率 解碼，它的基本思想是最大似然算法：把接收到的序列與所有可能的發(fā)送序列進行比較，選擇一種距離最小的序列作為發(fā)送序列。仿真時使用 MATLAB 自帶的 函數即可還原出原始的模擬信號。 BER2 是經過 信道編碼作用后的系統(tǒng)誤碼率，代表了整個系統(tǒng)的抗干擾性能 通過這兩個 重要的量，就可以看出系統(tǒng)的信道編碼的糾錯作用和糾錯能力。 對于每一種調制技術 來看， QPSK 在信道解碼前的誤碼率要高于信道解碼后 24 的誤碼率。隨著信噪比的增加，信道編解碼的優(yōu)勢顯現(xiàn)了出來，信道編解碼后的誤碼率小于信道編解碼前的誤碼率。因為瑞利信道相當于對信號進行了一次畸變過程，使得誤碼率升高?？梢钥吹?，對于 QPSK 的 BER 在 10－ 4時，編碼增益在 5dB左右。 從圖 44 和圖 43 的對比，可以看出兩幅圖的差別不是很大，這也是可 以預見的。但是，一般來說保護間隔的長度是大于信道的最大時延長度的，所以此種情形發(fā)生的概率比較小的。 interval_SNR=1。 fwc_down=。1 1 1 1 0 0 1 ]。 for seq_num=1:frame_num, %frame_num 幀數 %+++++++++++++++++++++++以下為輸入數據部分 +++++++++++++++++++++++ datain=randint(1,90)。 %+++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++ %+++++++++++++++++++++++++++生成訓練序列 +++++++++++++++++++++++++ if seq_num3 trainsp_temp=seq_train()。 %+++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++ trainsp_temp2=[trainsp_temp,zeros(1,128)]。 %+++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++ data2fft2=[matrix_mult(65:128),zeros(1,128),matrix_mult(1:64)]。 end IFFTdata=fft_my(conj(ifftin)/256)。) % figure % plot(imag(IFFTdata)) % xlabel(39。 %抽樣截止頻率為 128kHz，通帶截止頻率為 20kHz， 阻帶截止頻率為 40kHz，帶內紋波動 %小于 1dB，帶外衰減 100dB txFIRdatai=filter(guiyi_a,1,real(data2fir))。 %+++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++ %+++++++++++++++++++++++++++++上變頻 ++++++++++++++++++++++++++++ fwc_up=16。 %+++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++ %*****************************接受機 ***************************** %+++++++++++++++++++++++++++++下變頻 +++++++++++++++++++++++++++++ DUCdata_tmp=awgn_data。 31 %+++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++ %++++++++++++++++++++++++++接收機 cic濾波 +++++++++++++++++++++++++ CICddatai=cic_deci(DDCdatai,40,40)。 rxFIRdataq=filter(guiyi_b,1,CICddataq)。 end %+++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++ %+++++++++++++++++++++++++++++頻率同步 +++++++++++++++++++++++++++ fre_offset=fre_syn(rxFIRdatai,rxFIRdataq)。 %++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++++ %++++++++++++++++++++++++++降 PAPR逆矩陣變換 ++++++++++++++++++++++ fftdata_reg=[FFTdata(193:256),FFTdata(1:64)]。.39。 datatemp4=sign(datatemp4)