基于單片機的智能太陽能路燈控制系統(tǒng)的設(shè)計方案-預(yù)覽頁
【正文】 動器的輸出，從而達(dá)到控制充電電流大小的目的。硬件上電復(fù)位后，首先對LPC935 單片機初始化，將P1. 0，P1. 1 設(shè)置為推挽模式，提高驅(qū)動能力，P0. 0 設(shè)為高阻狀態(tài)屏蔽感應(yīng)信號，其余各端口設(shè)置為準(zhǔn)雙向口，然后根據(jù)系統(tǒng)要求將與PWR 連接的P2. 3 設(shè)置為低電平，使之處于低功耗狀態(tài)，此時不接受和發(fā)送數(shù)據(jù)。人體感應(yīng)距離為12m，主副燈同時點亮?xí)r路面照度到達(dá)40lux，各項指標(biāo)符合設(shè)計要求。LED恒流驅(qū)動電路基于CSMC的1 μm 40 VCDMOS工藝， 采用HSPICE進(jìn)行仿真驗證， 結(jié)果表明在8～30 V輸入電壓范圍內(nèi)， A， %以內(nèi)， 電源效率可高達(dá)97%。該芯片采用遲滯電流控制模式， 可以用于驅(qū)動一顆或多顆串聯(lián)LED?！ ≡撾娐钒◣痘鶞?zhǔn)、電壓調(diào)整器、高端電流采樣、遲滯比較器、功率管MPWM和模擬調(diào)光等模塊。首先芯片在設(shè)計時會內(nèi)設(shè)兩個電流閾值IMAX和IMIN。當(dāng)LED電流增大到預(yù)設(shè)值IMAX時， CS_COMP遲滯比較器的輸出為低， 此時功率開關(guān)管M1關(guān)閉， 由于電感電流的連續(xù)性， 此時電流以另一個下降斜率流過電感（L）、電流采樣電阻（RS）、LED和續(xù)流肖特基二極管（D1）， 當(dāng)電流下降到另外一個預(yù)定值IMIN時，功率開關(guān)重新打開， 電源為電感L充電， LED電流又開始增大， 當(dāng)電流增大到IMAX時， 控制電路關(guān)斷功率管， 重復(fù)上一個周期的動作， 這樣就完成了對LED電流的滯環(huán)控制， 使得LED的平均電流恒定不變?！ ? 電路子模塊設(shè)計 帶隙基準(zhǔn)（Bandgap） 圖2為采用共源共柵電流鏡， 可以改善電源抑制和初始精度的CMOS自偏置基準(zhǔn)電路。而且為了使電流鏡像更加匹配， PPPP7必須使用普通的MOS管。圖3 遲滯比較器等效電路圖 電路工作時， 高端電流采樣模塊采樣輸出電流， 并按一定比例轉(zhuǎn)化成采樣電壓CS， 當(dāng)CS電壓大于VTH_H時， P_OFF為高， P_ON為低， M1關(guān)M2開啟， 此時COMP1_G負(fù)端輸入VTH_L，并且此時由于P_ON為低， 功率管關(guān)斷， LED電流開始減小， 采樣電壓也開始減小?！ 〈送猓?高端電流采樣和遲滯比較器模塊需要有較高的單位增益帶寬GBW， 從而提高電流采樣和遲滯比較的速度， 這樣就可以減少電路延遲，提高芯片的響應(yīng)速度， 同時也提高了芯片輸出電流精度。PWM調(diào)光方式是通過反復(fù)開關(guān)LED驅(qū)動器， 在PWM信號使能期間輸出電流， 其它時間內(nèi)關(guān)閉LED驅(qū)動， 通過調(diào)節(jié)PWM信號的占空比可來實現(xiàn)調(diào)光。圖4是一個差分輸入結(jié)構(gòu)。輸出Io為零， 無調(diào)光效果。 圖5給出了芯片模擬調(diào)光過程仿真圖。圖6 PWM調(diào)光等效電路圖 圖6中， 當(dāng)DIM由高變低， 小于VT_L時， 使能變EN為高。從圖中可以看到在DIM引腳輸入一定占空比的方波時，LED的平均電流與PWM方波的占空比成正比， 因此通過設(shè)定PWM方波的占空比， 就可以改變LED平均電流的大小?！ ”?給出了典型條件下， 采樣電阻RS=， 電感L=100 μH時， 在不同的電源電壓， 不同LED連接數(shù)目下， LED輸出電流精度。表1 輸出電流精度 4 結(jié)束語本文基于1 μm 40 V CSMC高壓工藝， 設(shè)計了一種寬電壓輸入、大電流、高調(diào)光比LED恒流降壓驅(qū)動芯片。此外， 在芯片驅(qū)動7個LED時， 效率可高達(dá)97%?！ ∵\算放大器是模擬集成電路中用途最廣、最基本的部件，可以用來實現(xiàn)放大、濾波等功能，在電子系統(tǒng)中有著廣泛的應(yīng)用。同時，電路電源電壓的降低將受到MOSFET閾值電壓的限制。為此，本文采用改進(jìn)型前饋式AB類輸出級以增加有效輸入級跨導(dǎo)，從而避免了襯底驅(qū)動技術(shù)的缺點，使電路具有低壓低功耗高增益的特點。如圖1所示，輸入級M1～M4均采用襯底驅(qū)動MOSFET?！ 〉湫偷能壷淋夁\算放大器的總跨導(dǎo)在整個共模輸入變化范圍內(nèi)變化近一倍。增加冗余管后的輸入級有一個顯著的優(yōu)點，即為求和電路提供了恒定的輸出電流，從而有效地消除了輸入級跨導(dǎo)隨輸入電壓變化而對理想頻率補償產(chǎn)生的影響。本文采用改進(jìn)型前饋式AB類輸出級以增加有效輸入級跨導(dǎo)，避免襯底驅(qū)動技術(shù)的缺點。但是這種傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的缺點是，AB類控制電路的偏置電流源和共源共柵負(fù)載成并列關(guān)系，從而降低了輸入級的輸出阻抗及增益。M2M22為浮動的AB類控制電路，被嵌入共源共柵求和電路，其偏置由共源共柵結(jié)構(gòu)提供，以減小傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)中偏置電流源引入的噪聲和失調(diào)。因此，應(yīng)綜合考慮最大輸出電流、靜態(tài)功耗、頻響性能和電路面積之間的折衷。表1 襯底軌至軌運算放大器MOS管尺寸 2 仿真結(jié)果 基于PTM μm CMOS工藝的BSIM3模型，采用Hspice對襯底驅(qū)動軌至軌運放的特性進(jìn)行仿真。圖2 輸入共模電壓范圍曲線 將該運算放大器接成閉環(huán)形式，反向增益為10，測量其輸出電壓范圍，所得輸出電壓擺幅曲線如圖3所示。 V時， dB，在低頻下，電路的共模增益為114 dB，結(jié)合前面交流小信號分析的結(jié)果， dB。 在傳統(tǒng)的柵驅(qū)動軌至軌運算放大器信號通路中存在MOS管閾值電壓的影響，因此限制了其在超低電源電壓
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