【正文】 不夠的，在開關頻率的整數(shù)倍范圍內仍存在著諧波分量，必須采用濾波裝置來減少這些電流諧波帶來的危害，減少電能的損耗。 LCL是三階濾波器，在高頻段，以 60dB/dec的斜率衰減諧波。而后又有科研工作者提出了粒子群算法等參數(shù)設計方案這些方案取得了比較好的效果?，F(xiàn) 在，無諧振軟開關技術又成為 PWM控制技術發(fā)展方向之一。永磁同步電機體積小，運行可靠。并且控制算法簡單，電機動態(tài)響應快，提高了電機的運行效率。 本文給出了永磁同步電機矢量控制策略的結構如圖 11所示。在 此基礎上，分析了兩種濾波電路頻域特性。 4. 基于 MATLAB，搭建基于 L濾波器和 LCL濾波器的三相 PWM逆變器帶動永磁同步電機的仿真模型，進行仿真結果對比。 系統(tǒng)總體電路圖 L 1 L 2CM+U d cU a ’U b ’I aI cI a ’I b ’I c ’U c ’V T 1V T 3V T 5V T 4V T 6V T 2I b 圖 21 三相 PWM逆變器 LCL濾波電路系統(tǒng)總結構圖 PWM逆變器側直流電壓既可以選取 Buck電路（降壓斬波電路），也可以選取復合型斬波電路。根據(jù)電力電子技術的知識可知，三相 PWM逆變電路輸出接近于正弦波的電壓、電流。大多數(shù)學者都是以載波周期為基準，利用 PWM波的傅里葉級數(shù)表達式，分析三相 PWM逆變電路輸出側的諧波頻譜圖。 基于 MATLAB，對 PWM逆變電路輸出相電壓進行傅里葉分析，得到頻譜圖如圖 22所示。 由圖 ，采用 L或者 LCL濾波器對三相 PWM逆變電路進 行濾波是非常有必要的。 坐標變換 永磁同步電機由于其動態(tài)數(shù)學模型非線性，求解和分析起來非常復雜，在實際控制中難以實現(xiàn) [6]。 坐標變換是研究永磁同步電機控制策略的基礎，文獻 [6]提出它將交流電機等效成直流電機所遵循的原則是，磁動勢在不同坐標系下的產生是一致的。 F呈正弦分布，在空間上正序旋轉，旋轉速度同步于電流角頻率。分別直流繞組中通以直流電流 iq和 id， 產生 一個恒定的磁動勢，假定認為包含繞組的鐵心旋轉時，則此磁動勢也同步旋轉，并其大小和轉速等同于圖 24 a)和 24 b)所形成的合成磁動勢 F。 文獻 [6]提出坐標變換主要分為兩種變換，即 Clarke變換和 Park變換。6 0。若 F 正弦分布，想要的到大小、轉速相等的磁動勢，則三相繞組 ABC 與兩相繞組 α β 上產生的投影相等。圖 25將兩相兩個交流電 ,??ii 和兩相直流電 ,qdii 畫在一個坐標系中。因此， ,??ii 也隨著時間的變化而變化，由圖可知， ??ii, 和 qdii, 之間存在如下的關系 ??? sincos qd iii ?? ??? cossin qd iii ?? 寫成矩陣形式為 ???????????? ???????? qiiii d?? ???? c o ss in s inc o s (29) 式 (29)即為 Park變換。由式 (212)可知， L濾波電路系統(tǒng)為一階濾波系統(tǒng)。為簡化公式，將定子電感 L與負載側濾波電感 L2 之和設為 L3。同時，對永磁同步電機的數(shù)學模型進行了坐標變換，有 利于雙閉環(huán)控制策略的研究。 L濾波器為一階濾波器，設計簡單。 LCL濾波元件參數(shù)設計原則 為了進一步對比分析Ｌ與 LCL濾波電路的特性，需要從不同角度出發(fā)，對兩種濾波電路的元件進行設計，以滿足濾波效果，還不失最優(yōu)的方案。同時，由文獻 [5]可知， LCL 濾波電路會產生諧振，零阻抗諧振點的存在可能會導致永磁同步電機定子電流發(fā)生畸變，導致其運行不穩(wěn)定。若減小阻尼電阻值，又達不到預期的抑制諧振的效果。 L 3L 1CU i ’ii ’I i ’I i 圖 31 LCL濾波器單相等效電路圖 此圖為 LCL濾波電路，忽略阻尼電 阻的單相等效電路圖。 根據(jù)圖 28，可知逆變器側輸出電流與電機定子電流之間的關系為 )(1)(1)()(131232 nILLLnCLnnInIir e sii?????????????? ? ?? (37) 則 ， ?iI 與 Ii之間的關系如下 ??????????????????????????????????????)()(110)()(1113121312nInILLLnnInILLLniir e siir e s???? (38) 對式 (38)化簡可得 r e sii ii LL LnInIn nInIn ???? ?? 31 12,)()( )()( ?????? ????? ????? (39) 其中， ?? 是 LCL濾波器轉折頻率，由式 (39)可知，當諧振頻率大于轉折頻率 ?? 時，電機定子電流衰減。這一問題還需研究人員進一步 的探討解決。 nI 為定子額定電流值 。因此，我們要選擇合適的電容值，使其一部分能夠滿足濾波要求 ，一部分不會使逆變器的功率因數(shù)下降很多，現(xiàn)取 3%計算（應限制在 5%以內）。 0 0 . 1 0 . 2 0 . 3 0 . 4 0 . 5 0 . 6 0 . 7 0 . 8 0 . 9 100 . 511 . 522 . 533 . 544 . 5L3 圖 32 ???iiii 與 L3 的關系圖 在圖中取點（ ,0,01238），即 3L =， aaII?=， 3L為電機側濾波電感與電機定子電感之和，則 2L =,由圖可知，此時濾波效果很好。這將在下一節(jié)的設計中詳細介紹。 根據(jù)圖 34，得出有阻尼電阻的濾波電路圖，如圖 35所示。從諧振頻率、總電感、諧振衰減三個方面的條件考慮 ，選取了濾波元件的最佳參數(shù)值。 永磁同步電機一般采用恒壓頻比控制系統(tǒng) [3]。通過電流、轉速雙閉環(huán)系統(tǒng)的共同作用，使電機控制系統(tǒng)無論從穩(wěn)定性上還是從快速性上，都能達到想要的效果。 ASRn*+ACRMTGTAUPEnI+i*i 圖 41 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)框圖 圖 41中， UPE是三相 PWM逆變器， ASR是轉速調節(jié)器， ACR是電流調節(jié)器， TA是電流互感器， TG 是測速發(fā)電機， M是同步電機。通過一階慣性環(huán)節(jié)對所檢測到信號進行濾波。 電流調節(jié)器的設 計 設計控制系統(tǒng)遵循先內環(huán)后外環(huán)的設計原則。簡化控制設計方法。 11 ?sToi ACRG 1?sT Ks s sL 11 SC113 1 RsL ?11 ?sT oii q *Ua’Ia’IaicUA+ +RsL ?3+ a) 電流內環(huán)簡化圖 ACRG 1?sT Ks s11 ?sT oiiq*Ia+RsLLC R sLCsLL ???? )(1 3121331 b) 電流內環(huán)簡化圖 圖 44電流內環(huán)簡化圖 由于 soiTT, 遠遠小于 TL,這里將 soiTT, 看成小慣性群，認為其可以用一個慣性環(huán)節(jié) T∑代替。采用 PI 調節(jié)器，其傳遞函數(shù)為 ? ? ? ? sKKssKsG ipiipA C R ???? ?? 1 (44) 式中 ipi KK ?? ； iK —電流調節(jié)器的比例系數(shù)； i?—電流調節(jié)器的超前時間常數(shù)。在參數(shù)設計中， PI 調節(jié)器的參數(shù)根據(jù)系統(tǒng)所要求的跟隨性和抗擾性的不同而不同。 11 ?sonT ASRG 11?sTonn * + 1K 11I?ssTCRmens 圖 47 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)結構圖 同電流調節(jié)器，將轉速給定濾波和反饋 濾波環(huán)節(jié)移到環(huán)內，將濾波時間常數(shù) Ton和 1/KI當做小慣性群近似為一階慣性環(huán)節(jié)，即設置時間常數(shù) 1?T ， sKTT Ion 01 ?????? (413) 其中，設置轉速濾波時間常數(shù) Ton為 ，近似條件為 onI TK31?? (414) 則得到的化簡框圖如下。 進一步化簡得到整個轉速控制系統(tǒng)的結構框圖如圖所示。 本章根據(jù)工程設計法得到的電流內環(huán)，轉速外環(huán)的調節(jié)器參數(shù)是否選擇的合理， ASR 的選取是 否能夠保證系統(tǒng)轉速不出現(xiàn)超調的情況，將在第五章的仿真試驗中驗證。 第 5章 仿真實驗及波形 引言 為了驗證前述濾波元件參數(shù)設計的合理性，及雙閉環(huán)控制電路的正確性，本章搭建了三相 PWM逆變電路的仿真模型。比一般的 PWM 逆變器提高了 20%，因此采用 SVPWM驅動三相全橋逆變電路。根據(jù)文獻 [6]可知，按照 A、 B、 C相序依次排列， 8種開關狀態(tài)可以描述為： 100， 110，010， 011， 001， 101， 111 和 000。 U1U6 依次作用，逆變器每隔 π/3就切換一次工作狀態(tài)。其程序實現(xiàn)如下。alpha_beta(2)]。 if abs(a)=abs(b)amp。amp。abs(c)=abs(b) det=c/2。 基于 MATLAB仿真模塊及程序設計，構造了如下的 simulink仿真模型。經過電流環(huán)以后，輸出 dq軸上的電流分量，即 Ud、 Uq。 圖 56 所示，是逆變器經濾波電路驅動永磁同步電機的主電路仿真模塊。為了驗證上述 參數(shù)設計及控制策略的正確性，本文給出了三相 PWM逆變器 LCL濾波電路的仿真電路，如圖 57所示。 q軸給定值為 3A，觀察永磁同步電機的 d、 q軸的輸出波形，如圖 58所示： 0 0. 02 0. 04 0. 06 0. 08 0. 1 0. 12 0. 14 0. 162520151050510t/si/A 圖 58電流內環(huán) d、 q 軸波形圖 根據(jù)圖 58可以看到，永磁同步電機 d、 q軸的輸出波形最終趨于穩(wěn)定，分別服從給定值 0A和 3A。參數(shù)設計上一節(jié)已經給出，這里不做重復。 0 0. 05 0. 1 0. 15 0. 2 0. 25 0. 3 0. 35 0. 4 0. 45 0. 520 00200400600800t/srad/s 圖 513 電機轉速仿真圖 0. 01 0. 02 0. 03 0. 04 0. 05 0. 06 0. 07 0. 08 0. 09 0. 130201001020t/si/A a) L濾波器的定子電流波形圖 0. 106 0. 108 0. 11 0. 112 0. 114 0. 116 0. 118432101234t/s b) L濾波器的定子電流放大波形圖 圖 514 L濾波器的定子電流放大波形圖 0. 02 0. 04 0. 06 0. 08 0. 1 0. 12 0. 14 0. 16 0. 18 0. 26420246t/si/A a) LCL濾波器的定子電流波形圖 0. 31 0. 315 0. 32 0. 325 0. 33 0. 335 0. 343210123t/si/A b) LCL濾波器的定子電流放大波形圖 圖 515 LCL濾波器的定子電流放大波形圖 圖 514 b)和圖 515 b)分別給出了 L、 LCL濾波器的電機電子電流放大波形圖，并與圖 510中電流波形圖進行對比可知， L及 LCL濾波器可以實現(xiàn)濾波效果，但 LCL濾波電路濾波效果更好。最后，本章還給出了永磁同步電機的轉速波形，以及 d、 q軸的波形，驗證了前面章節(jié)中參數(shù)設計的正確性和合理性。同時，永磁同步電機定子電感是非常小，用高開關頻率的三相 PWM逆變電路對永磁電機進行驅動，會引起定子繞組電流的畸變造成銅損和鐵損。 ，諧振衰減約束，總電感約束三個角度出發(fā)，對 L及 LCL濾波電路的元件進行設計。 ，模仿直流電機控制系統(tǒng)的工程設計法，設計了轉速、電流雙閉環(huán)直流 調速系統(tǒng)的調節(jié)器。并且分析了仿真實驗數(shù)據(jù)，驗證了本次 LCL濾波電路設計的正確性。這些近似是否影響系統(tǒng)穩(wěn)定性，以及有何種影響都需要進一