【正文】 為目前電氣工程領域的棘 手問題之一，解決上述問題的主要方法有兩種 :一種是被動的解決方法，如利用有源濾波器 (Active Power Filter APF)或者靜止無功補償器 (Static Var Compensator SVC)等，在網(wǎng)側對諧波和無功功率進行補償 [38][39]。 PWM 整流器控制策略有多種，常用的控制策略主要有電流控制 [16]、功率控制[17]、精確反饋線性化 [18]、基于 Lyapunov 穩(wěn)定理論 [19]，以上策略各有其優(yōu)缺點 [20]，不能使整流器達到理想性能。 和 等在時域下建立了較為系統(tǒng)的 PWM 整流器數(shù)學模型，并將其分解為高頻和低頻兩種。 二者拓撲結構、 PWM波調制方式、系統(tǒng)的整體控制策略均不相同。間接電流控制 通過控制整流橋交流側電壓的幅值來控制交流電流幅值，通過控制整流橋交流側電壓的相位來控制交流電流相位，因此對網(wǎng)側電流的控制是間接實 現(xiàn)的，這造成動態(tài)過程中，間接電流控制首先要改變整流橋網(wǎng)側電壓，然后才能達到改變網(wǎng)側電流的目的，電流響應速度較慢，同時系統(tǒng)參數(shù)變化通過這個間接過程后，必然使電流控制效果受到影響。 （ 4） PWM整流器系統(tǒng)控制策略 ： PWM 整流 器通常采用 外環(huán) 電壓 、內環(huán) 電流 的雙閉環(huán)控制策略 [24]。應用較多的是正弦波脈寬調制（ SPWM）和空間電壓矢量脈寬調制（ SVPWM）兩種。因其高效率、高功率密度、高可靠性和低電磁干擾的優(yōu)點，引起人們越來越多的關注和研究。選定整流級采用間接電流控制的 SPWM 三相半橋全控電壓型整流器。 在三相整流器的實現(xiàn)拓撲結構中，三相六開關拓撲，即三相半橋全控器件搭建的整流電路，由于其良好的控制特性、能量雙向流動及功率因數(shù)可調等優(yōu)點而被采用。 基于以上總結分析得到的控制方法，本文首先對 整流器基本 概念進行總結；隨后，對坐標變換進行了研究和分析，并且，為了 適應本文的整流器控制，對坐標變換進行調整；然后，在靜止坐標系下，對三相半橋整流器進行了電路建模分析，并變換到 dq 旋轉坐標系下，進行控制結構的設計，據(jù)此完成了主電路及控制電路的設計；之后，借助 Saber 仿真軟件，在仿真環(huán)境下搭建整流電路完整仿真模型，經(jīng)過仿真實驗，驗證了所選控制方法可以達到分析預期的控制效果。 4. 輸出功率 5kW。并且根據(jù)兩相同步旋轉 dq 坐標系下各電流分量的物理含義，給出了控制無 功電流，以實現(xiàn)單位功率因數(shù)調節(jié)的控制方法。 本文的總體結構安排 第一章 緒論 介紹課題的研究背景、現(xiàn)狀及意義，綜述所研究的整流器控制。 第三章 參照控制目標，確定整流器控制方案，進行控制系統(tǒng)的詳細設計，設計各環(huán)節(jié)控制器參數(shù)。關鍵的改進是用全控型功率開關管取代了半控型功率開關管或二極管，以 PWM 斬控整流取代了相控整流或不控整流。 所謂的單位功率因數(shù)就是指：當 PWM 整流器處于整流狀態(tài)時，網(wǎng)側電壓、電流同相（正阻特性）；當 PWM 整流器處于有源逆變工作狀態(tài)時，其網(wǎng)側電壓、電流反相（負阻特性）。 ??LV dcULREUI dcI???C? LE 圖 21 PWM整流電路簡化框圖 簡化后整流電路由交流輸入電動勢 E 、升壓電感 L 、整流橋、直流濾波電容C 和直流負載 LR 、負載電動勢 LE 共同構成。以輸入電動勢 E 合成矢量的正 本科畢業(yè)設計論文 17 方向為參考方向，通過控制橋側交流電壓矢量 U 的大小和方向，可實現(xiàn) PWM 整流器在圖 22所示的以 A、 B、 C、 D四點為間隔的四象限運行。所以電流矢量 I 滯后電動勢 E 相位 90176。整流器輸入呈純容性；當矢量 U 端 點在 D時（圖 22d）， I與 E 反向，整流器輸入呈負阻性。當 U 的端點運行在 CDA 段時， PWM 整流器工作在有源逆變狀態(tài)，向電網(wǎng)傳輸有功和無功功率。以 PWM 整流器作為電機控制器的輸入級，可以提高系統(tǒng)的功率因數(shù)，并可以在電機向直流環(huán)回饋功率時，通過控制使整流器運行于有源逆變模式，將能量饋送至交流側，實現(xiàn)系統(tǒng)節(jié)能運行。當正弦值為最大時，脈沖寬度也最大，脈沖間隔 則最?。环粗?，當正弦值較小時，脈沖寬度也相對小，脈沖間隔則較大。這里所說的效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應波形基本相同。當窄脈沖變?yōu)閳D 23（ d）的單位脈沖函數(shù) ()t? 時，環(huán)節(jié)的響應即為該環(huán)節(jié)的脈沖過渡函數(shù)。將上述脈沖序列以相同數(shù)量的等幅不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖和相應正弦波段的中點重合，并使矩形脈沖和相應正弦波部分的面積（沖量）相等，得到圖 24所示的脈沖序列，這就是 SPWM波形。要改變等效輸出的正弦波的 幅值，只需按同一比例改變上述各脈沖的寬度即可。工程中可以用模擬電路構成三 本科畢業(yè)設計論文 20 角載波和正弦調制波發(fā)生電路，以比較器來確 定它們的交點，在交點時刻對開關器件進行通斷控制，生成 SPWM 電壓波形。此方法以 SPWM 控制的基本原理為出發(fā)點，可以準確地計算出各開關器件的通斷時刻，所獲得的波形很接近正弦波。常以等腰三角波作為載波，當調制波為正弦波時，得到的就是 SPWM 波形。其實就是用軟件來實現(xiàn)波形調制，有自然采樣法和規(guī)則采樣法兩種基本算法： （ 1）自然采樣法：在正弦波和三角波的自然交點時刻控制開關器件的通 斷，稱為自然采樣法。自然采樣法中，脈沖中點和三角波單個周期的中點并不重合，規(guī)則采樣法則使二者重合。? 39。其原理是對輸出電壓波形按傅氏級數(shù)展開，表示為 ( ) sin ( )nu t a n t??? ? ，首先確定基波分量 1a 的值，令兩個諧波對應的幅值 0na? ，就可以建立三個方程，聯(lián)立求解得各次諧波的幅值 1a ， 2a ， 3a ，這樣就可以消去兩個頻率的諧波。當調制信號峰值大于載波信號峰值時，發(fā)生過調制，輸出開關波形的 THD 增加，即是非線性模式。 本文控制系統(tǒng)可生成與整流電路工作狀態(tài)相對應的正弦波，可以此作為調制波，再結合控制器提供三角載波，即可調制得到橋臂通斷所需的 SPWM 開關信號，因此，本文此選擇由控制系統(tǒng)生成正弦調制波，由數(shù)字控制器提供等腰三角形的數(shù)字載波，依照規(guī)則采樣法，調制生成 SPWM 波形的控制方式，完成高功率因數(shù)整流控制。直流輸出側電容 C 用以減小直流電壓脈動，緩沖電路無功能量。為了便于研究整流器的原理和工作過程，設計整流器的控制系統(tǒng)，根據(jù)其電路拓撲結構，利用基爾霍夫電路基本定律，建立三相半橋 VSR 的在三相靜止坐標系 abc 中的穩(wěn)態(tài)數(shù)學模型。經(jīng)過電感后，整流橋的輸入相電壓用 ( , , )ku k a b c? 表示，由基爾霍夫電壓定律建立三相 VSR 的 A相電壓回路方程為： 0()a a a a a a N NdiL R i e u e u udt ? ? ? ? ? ? （ 210） 當 a 相上橋臂導通而下橋臂關斷，即 1as? 時，有 aN dcuu? ；當其上橋臂關斷而下橋臂導通，即 0as? 時，有 0aNu ? 。通過坐標變換矩陣將靜止 abc 坐標系下的各電量及方程轉換為同步旋轉 dq 坐標系下，即可導出三相 VSR在同步旋轉 dq 坐標系的數(shù)學模型。 12 0 12 012011 1122 2233 3322 22122330jjaa a ab jbace e e e e eeee e e ee?????? ?????? ? ? ? ??? ?????????? ??? ???? ?? ?????? = 123310 abee???????????? （ 219） 由圖 28得到靜止 ?? 坐標系到旋轉 dq 坐標系的電壓變換關系為： c o s s ins in c o sdqe ette e?????? ??????? ??????? ???? （ 220） 以上為電壓的坐標變換公式，電流的坐標變換公式與之相同。 由式（ 210）得回路電壓方程： a a a ab b b be i i udLRe i i udt? ? ? ? ? ? ? ?? ? ?? ? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ? （ 221） 將（ 221）帶入（ 219）得 123310 a a ab b be i i ui i uddL R L Re i i ui i ud t d t? ? ? ?? ? ? ??? ??? ? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ??? ??? ? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ????? （ 222） 將（ 222）帶入（ 220）得 c os si nsi n c osdqe i i utt dLRe i i udt ? ? ?? ? ??? ???? ? ? ? ? ? ???? ? ????? ? ? ? ? ? ?????? ? ? ? ? ? ??? ?? 本科畢業(yè)設計論文 27 c o s s in c o s s in c o s s ins in c o s s in c o s s in c o si i ut t t t t tdLR i i ut t t t t tdt ? ? ?? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? c os sin c os sinsin c os sin c os ddqqiuiit t t tddL L Rt t t tdt dt????? ? ? ?? ? ? ??? ?? ? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ??? ?? ? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ???? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ????? s in c o sc o s s ind d dq q qi i uittdL L Ri i uidt ????? ?? ? ? ? ? ?????? ? ? ?? ? ? ? ? ????????? ??? ? ? ? ? ? d d dqq q qdi i uidL L Ri i uidt ?? ? ? ? ? ???? ? ? ?? ? ? ? ? ??????? ? ? ? ? ? （ 223） 其中， du 、 qu 表示輸入 VSR 的三相橋側電壓對應的 dq 軸基波分量，則 dq 坐標系中 VSR 的數(shù)學模型表達式為： dd d q dqq q d qdie L Ri L i udtdie L Ri L i udt??? ? ? ? ????? ? ? ? ??? （ 224） 取 d 軸正方向為電網(wǎng)電動勢矢量方向，則 d 軸表示有功分量參考軸，而 q 軸表示無功分量參考軸。圖 24中控制器的功率橋路，考慮安全系數(shù) ? 后額定狀態(tài) 時直流環(huán)電壓為： 本科畢業(yè)設計論文 28 40 0 1. 1 44 0s d cu u V?? ? ? ? （ 226） IGBT 承受的最大關斷電壓為 6 倍的輸入線電壓，即 282V，過壓保護系數(shù) ? 取，若取安全裕量 1? 取 ，則 IGBT 關斷峰值電壓 cepsU 值為 [26]： 1( 6 ) ( 2 8 2 4 4 0 1 . 1 5 ) 1 . 5 1 1 8 2c e p s LU U u V??? ? ? ? ? ? ? ? （ 227） 輸出級額定電流為 ，考慮逆變器帶電機負載，取 300%過載耐量和 200%的安全裕量，輸入級整流橋臂電流取為逆變橋 倍，選定 IGBT 額定電流： 1 4 .5 3 1 .5 6 5 .2 5IA? ? ? ? （ 228） 按此參數(shù)選擇臨近等級功率器件，具體型號為西門康公司 IGBT 模塊SKM400GB12T4，參數(shù)為 1200V/400A。本文選擇 IGBT 工作在 20kHz。設計電感參數(shù)時，本文主要依據(jù)穩(wěn)態(tài)交流電流的波形品質以及電流控制的快速性兩個技術指標進行 。同時，電感偏大，電感電壓變化會影響交流輸入電壓，造成供電不穩(wěn)，影響整流器運行；電感偏小，電流脈動大、畸變率高，控制調整頻繁，工作不穩(wěn)定，也會造成整流器輸出電壓難以達到預期。 當整流器在交流電源與直流負載間進行能量交換時，直流側濾波電容主要起緩沖作用，并穩(wěn)定直流側電壓，抑制直流側諧波。 取 100rmt ms? ， 20dcuV?? ，得：0 .7 8 4 .2 2m F C m F??。 本章小結 本章介紹了整流 器基本工作原理和 SPWM 控制技術，給出了整流器拓撲結構