【正文】 而 ABC‘D’EFA回路中只有 C‘D’導線的阻抗 Zw，這種阻抗不對稱的連接線路稱為不平衡線路，由于線路不平衡而造成較大的差模耦合。 共模和差模 另一種是兩根導線和設備電路構(gòu)成的回路，產(chǎn)生感應電壓 UD。 在每個設備內(nèi)部電路中都有作基準參考電位的地線，它一般通過低阻抗導線與設備盒 殼體相連。 電源線對電纜干擾耦合分析 ? 電源線中高電壓對導線的電場感應耦合 ? 電源線中強電流引起的磁場感應耦合 ? 電源線與受干擾導線長度不相等 ,導線上有受感應耦合的部分和未受耦合的部分 電場耦合分析 在傳輸線理論中，通常用符號 n1和 n2表示Z1/Z0和 Z2/Z0的反正切雙曲函數(shù) 在 y0處取 dy，左右兩端的輸入阻抗分別為 磁場耦合分析 設電源線中有強電流 I1，電源線與信號線間的互感系數(shù)為 M，并且認為兩線間的磁場耦合是均勻的。其中 r， L， C0， G0均為單位長度導線上的集中參數(shù)。在主瓣以外的頻率分量幅度已很小，可以忽略不計。因此段長在(0． 050． 1)λ之間為宜。 合理的段長 通過求解這個 n段串級電路，可以獲得負載阻抗 ZL2上的感應電壓和電流。 (2)由結(jié)構(gòu)參數(shù)計算一次參數(shù)。 結(jié)構(gòu)參數(shù) :線徑 a、線間的距離 d、耦合長度 l、導線離地的高度 h等。 實驗驗證研究表明，這種簡化的疊加算法誤差較大，若用耦合系數(shù) Kc=20lg(U2/Us)來表示感應 電壓 U2的相對值，計算誤差在 6 dB左右。 當 λ ≤ 10ll時，稱為“高頻情況”，線間耦合必須應用電磁場理論的傳輸方程來分析，有時也可以采用分段處理的方法來分析。 如果信號波長比導線長度短，那么電磁波的變化周期就和它在導線上傳輸?shù)臅r間相近，沿線路長度上電壓 (電流 )的分布不再均勻。每個導線在自己回路中還有導線電阻對信號電流的影響，導線的自感效應及對地的電場感應，也分別用等效集中參數(shù) r， L和 Co來描述。有信號源的導線稱為發(fā)射線，被感應的導線稱為接收導線。 ⑧兩個雙線回路相互串擾耦合。 在雙線往返回路中有： ④兩根塑膠導線間的耦合。 在這兩種基本結(jié)構(gòu)形式中，由于使用了不同類型的導線，于是在實際工程中導線對導線相互間的耦合，可以有許多不同的組合，如圖 5— 22所示。 在系統(tǒng)內(nèi)部，設備 (或電路 )相互間的連接導線是構(gòu)成電纜的基本單元。據(jù)統(tǒng)計在一架大型飛機上電纜線質(zhì)量達數(shù)千 kg。 zt1和zt2計算如下： (4)兩根天線耦合路徑中有機翼或機身遮擋的情況 由于機身或機翼在天線電磁波的傳播路徑中影響了傳輸，使電磁波沿機身表面爬行或沿翼面繞射，此時需考慮遮擋或繞射效應。最關(guān)鍵的是確定機身螺旋線與直線的交接點，因直線與圓柱面相切，因此稱為交接切點 Pi。圖中采用圓柱坐標系， ρ為圓柱面半徑， θ為坐標 P點在 Oxy平面投影與 x軸的夾角， ρl≠ρ2。 天線之間電磁傳播的短程線 為了簡化計算，通常將機身形狀近似成圓錐體和圓柱體模型。 (φ2一 φ1)為天線主瓣在球坐標系的方位角寬度。 在機身中部左側(cè) B點處有天線 B。其工作波長入等于 2 m～ 3 m。這種鑰匙形平面方向圖也稱二級量化方向圖。因此兩者關(guān)系式為 其中， η為天線效率。通過被研究的天線與參考標準天線的比較，定量地描述它在最大輻射方向上產(chǎn)生的場強的倍數(shù) 通常取一個假想的無方向性天線，假設它在空間各個方向上具有均勻的輻射功率，把它作為參考標準，可以想象，這個無方向性天線的立體方向圖是一個球面 天線的方向性越強，輻射就越集中，它在最大輻射方向上的功率密度就越大，所產(chǎn)生的場強就越強 方向性系數(shù) D Smax， Emax分別為被研究天線在它最大輻射方向上產(chǎn)生的輻射功率密度和電場場強。歸一化的功率密度方向函數(shù) P(θ， φ)表示為 P(θ， φ)=|S(θ,φ)|/Sm (5． 11) 式中， S(θ， φ)為輻射功率密度的空間分布。 副瓣 副瓣代表了天線在不需要的方向上的發(fā)射或接收能力。最大輻射方向的波瓣稱為主瓣，其余方向的波瓣稱為旁瓣或副瓣，位于主瓣正后方的波端稱后瓣。 大多數(shù)天線的方向性函數(shù)為實數(shù)，表示為 F(θ， φ)。在該段內(nèi)線性化特性為 S(△ f)=20+133 lg(△ f/△ B3)。在該段內(nèi)線性化特性為 S(△ f)=0。 鄰近頻道響應 鄰近頻道響應是指接收機在對同頻道區(qū)段以外偏離調(diào)諧頻率很多的干擾信號的敏感響應 如若 60dB敏感電平對應的接收機帶寬為 fBx，則它與同頻道帶寬 fBr之比 fBx／ fBr≥2． 5倍者占 90％，fBx／ fBr≥4倍者占 50％， fBx／ fBr≥8倍者占 20% 鄰近頻道干擾會在接收機內(nèi)產(chǎn)生非線性效應，例如使有用信號增益降低，發(fā)生交調(diào)和互調(diào)現(xiàn)象等 鄰近頻道 ? 鄰近頻道敏感特性可由中頻選擇性的分段線性化函數(shù)來近似表示 ? 如以選擇性特性相差 3 dB， 20 dB， 60 dB決定相應的頻率偏移△ f，可畫出鄰近頻道敏感特性 鄰近頻道敏感特性 式中， S(△ f)為用分貝表示的敏感電平； △ f為偏離中心頻率 fr0的區(qū)段內(nèi)頻率變量； △ Bi為所在頻率區(qū)段的頻率寬度； S(△ Bi)為所在頻段內(nèi)的敏感特性的常數(shù)； Ai為各頻率區(qū)段的選擇性曲線斜率。如果沒有測量數(shù)據(jù)，可由噪聲功率公式直接計算，并作為同頻道敏感度門限值。但是實際的接收機敏感特性不是理想矩形的，因此對各種頻率的信號均有不同程度的響應。需要分析噪聲干擾，對于 1000 w以下的發(fā)射機，其噪聲干擾可忽略不計。試分析距基頻間隔△ f=490MHz處，帶寬△ B=40MHz范圍內(nèi)可能出現(xiàn)非諧波干擾的概率。在距基頻 f1有一定間隔△ f的特定頻率區(qū)間△ B中，出現(xiàn)非諧波輻射干擾的概率表示為 P=WB/f1 (5． 6) 其中， w為隨發(fā)射機種類而定的常數(shù)； B為可能存在非諧波輸出的帶寬范圍； f1為發(fā)射機的基波頻率。 諧波調(diào)制包絡帶寬成比例變化 諧波信號調(diào)制包絡特性的帶寬隨諧波次數(shù)成比例地增大，即 fBn=knfB1 特殊的諧波信號 在諧波輻射信號中還有一種特殊的諧波信號，它們與發(fā)射機基波頻率以外的某種頻率成整數(shù)倍的關(guān)系。 發(fā) 射機 調(diào)制方式 分段數(shù) i 頻 段 寬 度△ Bi 常數(shù) 項M△ Bi Ni(dB／ +倍 頻 程 ) 調(diào) 幅通 訊和 連續(xù) 波雷達 O ‘： ． 1 ． _2 O． 1fB O．500fB 1fB O O 一 40 O ++ 133 67 ‘ 調(diào) 幅 話音 O 1 2 3 1 Hz 100 Hz 1000 Hz 一 28 — 28 O 一 1l O 一 28 7 60 調(diào)頻 O 1 2 ， B fB O O ’O O 333 O 。 基帶調(diào)制特性 基帶調(diào)制包絡函數(shù) M(△ f) △ f為實際頻率與給定的基波頻率之間的偏離值； M(△ Bi)為各頻段內(nèi)基帶調(diào)制特性的常數(shù) △ Bi為所在頻段的頻率寬度； △ M為所在頻段調(diào)制包絡函數(shù)的斜率。 諧波信號的調(diào)制包絡特性的形狀與基波調(diào)制包絡特性相似，按特性形狀通?？煞譃閮深?: 各次諧波信號的調(diào)制邊帶所占的帶寬都與基波調(diào)制邊帶的帶寬一樣，即 fBn=fB1，差別僅在于特性曲線的功率電平隨諧波次數(shù)增加而依次下降，帶寬不變。 ? 非諧波信號和熱噪聲等干擾信號 ? 非諧波輸出的頻率很難找到與基頻的規(guī)律性關(guān)系，通常用一定頻率區(qū)間可能出現(xiàn)的概率來描述。當它在小于 ，常數(shù)取 。 發(fā)射機的噪聲干擾一般是很小的，除非額定功率超過 1000 w的大功率發(fā)射機。 無線電接收機的敏感特性 ? 無線電接收機是用來接收載有特定信息的電磁波的裝置 ? 通常把接收機的工作頻率設計在對應的發(fā)射機的調(diào)諧頻率上，使接收機對其他頻段的信號的敏感度很低，基本上不響應。因此在同頻道響應中，按最嚴重的情況分析，接收機的敏感度門限值等于接收機的噪聲電平 如果持有該噪聲電平的測量數(shù)據(jù)，可以按正態(tài)分布